移動通信課程設(shè)計實(shí)驗(yàn)報告BPSK調(diào)制的MATLAB仿真

1、北京郵電大學(xué)移動通信課程設(shè)計實(shí)驗(yàn)報告學(xué)院 信息與通信工程學(xué)院姓名 xxxxx班級 2009211119學(xué)號 092105xx目錄目錄一、背景一、背景.4二、基本要求二、基本要求.4三、設(shè)計概述三、設(shè)計概述 .4四、四、matlab 設(shè)計流程圖設(shè)計流程圖.5五、五、matlab 程序及仿真結(jié)果圖程序及仿真結(jié)果圖.61、生成 m 序列及 m 序列性質(zhì).62、生成 50 位隨機(jī)待發(fā)送二進(jìn)制比特序列，并進(jìn)行擴(kuò)頻編碼.73、對擴(kuò)頻前后信號進(jìn)行 bpsk 調(diào)制，觀察其時域波形.94、計算并觀察擴(kuò)頻前后 bpsk 調(diào)制信號的頻譜.105、仿真經(jīng) awgn 信道傳輸后，擴(kuò)頻前后信號時域及頻域的變化.116、對

2、比經(jīng)信道前后兩種信號的頻譜變化.127、接收機(jī)與本地恢復(fù)載波相乘，觀察仿真時域波形.148、與恢復(fù)載波相乘后，觀察其頻譜變化.159、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜.1610、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴(kuò)頻與擴(kuò)頻系統(tǒng)的時域波形.1711、對擴(kuò)頻系統(tǒng)進(jìn)行解擴(kuò)，觀察其時域頻域.1812、比較擴(kuò)頻系統(tǒng)解擴(kuò)前后信號帶寬.1913、比較解擴(kuò)前后信號功率譜密度.2014、對解擴(kuò)信號進(jìn)行采樣、判決.2115、在信道中加入 20402050hz 窄帶強(qiáng)干擾并乘以恢復(fù)載波.2416、對加窄帶干擾的信號進(jìn)行低通濾波并解擴(kuò).2517、比較解擴(kuò)后信號與窄帶強(qiáng)干擾的功率譜.27六、誤碼率六、誤碼率 simulink

3、 仿真仿真.281、直接擴(kuò)頻系統(tǒng)信道模型.282、加窄帶干擾的直擴(kuò)系統(tǒng)建模.293、用示波器觀察發(fā)送碼字及解擴(kuò)后碼字.304、直接擴(kuò)頻系統(tǒng)與無擴(kuò)頻系統(tǒng)的誤碼率比較.315、不同擴(kuò)頻序列長度下的誤碼率比較.326、擴(kuò)頻序列長度 n=7 時，不同強(qiáng)度窄帶干擾下的誤碼率比較.33七、利用七、利用 walsh 碼實(shí)現(xiàn)碼分多址技術(shù)碼實(shí)現(xiàn)碼分多址技術(shù).341、產(chǎn)生改善的 walsh 碼.352、產(chǎn)生兩路不同的信息序列.363、用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號.384、兩路信號相加，并進(jìn)行 bpsk 調(diào)制.395、觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng) awgn 信道加高斯白噪和窄帶強(qiáng)干擾.406、接收機(jī)信號乘以恢復(fù)載波，觀

4、察時域和頻域.427、信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器.438、對濾波后信號分別用 m1 和 m2 進(jìn)行解擴(kuò).449、對兩路信號分別采樣，判決.45八、產(chǎn)生隨機(jī)序列八、產(chǎn)生隨機(jī)序列 gold 碼和正交碼和正交 gold 碼碼.471、產(chǎn)生 gold 碼并仿真其自相關(guān)函數(shù).482、產(chǎn)生正交 gold 碼并仿真其互相關(guān)函數(shù).50九、實(shí)驗(yàn)心得體會九、實(shí)驗(yàn)心得體會.51直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)仿真直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)仿真1 1、背景背景直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)(dsss)是目前應(yīng)用最為廣泛的系統(tǒng)。在發(fā)送端，直擴(kuò)系統(tǒng)將發(fā)送序列用偽隨機(jī)序列擴(kuò)展到一個很寬的頻帶上去，在接受端又用相同的擴(kuò)頻序列進(jìn)行解擴(kuò)，回復(fù)出原有信息。由于干擾信息

5、與偽隨機(jī)序列不相關(guān)，擴(kuò)頻后能夠使窄帶干擾得到有效的抑制，提高輸出信噪比。系統(tǒng)框圖如下圖所示：二、基本要求：二、基本要求：1.通過 matlab 建模，對直擴(kuò)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，數(shù)據(jù)調(diào)制方式可以自由選擇，可以使用基帶信號，但最好能使用頻帶信號，信道為高斯白噪信道。要仿真出擴(kuò)頻前的信號的頻偏，擴(kuò)頻后的信號頻譜，過信道之后的頻譜以及解擴(kuò)之后的頻譜。2.研究并仿真產(chǎn)生 m 序列，寫出生成 m 序列的算法。3.驗(yàn)證直擴(kuò)系統(tǒng)對窄帶干擾的抑制能力，在信道中加入一個窄帶強(qiáng)干擾，仿真出加了干擾后的頻譜圖和解擴(kuò)后的頻譜圖，給出誤碼率等仿真圖。4.在以上基礎(chǔ)上仿真實(shí)現(xiàn)碼分多址技術(shù)，使用 walsh 碼進(jìn)行復(fù)用，實(shí)現(xiàn)多個信

6、號同時傳輸。(選做)可選項(xiàng)：1.在信道中加入多徑，使用 rake 接收來抗多徑效應(yīng)。2.產(chǎn)生除 m 序列之外的其他隨機(jī)序列，如 gold 碼，正交 gold 碼等等。3.對比無擴(kuò)頻的系統(tǒng)的誤碼率。3、設(shè)計概述設(shè)計概述本次課設(shè)完成基本要求，并選作了可選項(xiàng)碼分多址，gold 碼及誤碼率對比。通過 matlab 建模仿真了直擴(kuò)系統(tǒng) bpsk 調(diào)制的各點(diǎn)頻偏及時域信號，并仿真了窄帶強(qiáng)干擾對直擴(kuò)系統(tǒng)的影響以及利用改善的 walsh 碼實(shí)現(xiàn)碼分多址技術(shù)。另外，通過 matlab 的 simulink 工具盒 bertool 工具仿真對比了直擴(kuò)系統(tǒng)和無擴(kuò)頻系統(tǒng)的誤碼率。4、matlab 設(shè)計流程圖設(shè)計流程圖

7、基本擴(kuò)頻系統(tǒng)仿真流程圖100hz 擴(kuò)頻序列100/7hz 二進(jìn)制比特信息100hz 7 位雙極性 m 序列2000hz 載波 cos4000tbpsk 調(diào)制信號高斯白噪聲恢復(fù)載波 cos4000t100hz 7 位雙極性 m 序列凱薩爾濾波器低通濾波采樣、判決5、matlab 程序及仿真結(jié)果圖程序及仿真結(jié)果圖1、生成生成 m 序列及序列及 m 序列性質(zhì)序列性質(zhì)實(shí)驗(yàn)產(chǎn)生 7 位 m 序列，頻率 100hz，模擬線性反饋移位寄存器序列，原理圖如下：clear all;clc;x1=0;x2=0;x3=1; m=350; %重復(fù) 50 遍的 7 位單極性 m 序列for i=1:m y3=x3; y

8、2=x2; y1=x1; x3=y2; x2=y1; x1=xor(y3,y1); l(i)=y1;endfor i=1:m m(i)=1-2*l(i); %將單極性 m 序列變?yōu)殡p極性 m 序列endk=1:1:m;figure(1)subplot(3,1,1)%做 m 序列圖stem(k-1,m);axis(0,7,-1,1);xlabel(k);ylabel(m 序列);title(移位寄存器產(chǎn)生的雙極性 7 位 m 序列) ;subplot(3,1,2)ym=fft(m,4096);magm=abs(ym);%求雙極性 m 序列頻譜fm=(1:2048)*200/2048;plot(f

9、m,magm(1:2048)*2/4096);title(雙極性 7 位 m 序列的頻譜)axis(90,140,0,0.1);a,b=xcorr(m,unbiased);subplot(3,1,3)%求雙極性 m 序列自相關(guān)函數(shù)plot(b,a);axis(-20,20,-0.5,1.2);title(雙極性 7 位 m 序列的自相關(guān)函數(shù));由上圖可以看出，7 位 m 序列為 1，-1，-1，-1，1，-1，1。另外，自相關(guān)函數(shù)的圖形比較尖銳，最大值為 1，最小值為-1/7，符合理論結(jié)果。2、生成、生成 50 位隨機(jī)待發(fā)送二進(jìn)制比特序列，并進(jìn)行擴(kuò)頻編碼位隨機(jī)待發(fā)送二進(jìn)制比特序列，并進(jìn)行擴(kuò)頻編

10、碼生成的信息碼頻率為 100/7hz，利用 m 序列編碼后，頻率變?yōu)?100hz。n=50;a=0;x_rand=rand(1,n);%產(chǎn)生 50 個 0 與 1 之間隨機(jī)數(shù)for i=1:n if x_rand(i)=0.5%大于等于 0.5 的取 1，小于 0.5 的取 0 x(i)=1;a=a+1; else x(i)=0; endendt=0:n-1;figure(2)%做信息碼圖subplot(2,1,1)stem(t,x);title(擴(kuò)頻前待發(fā)送二進(jìn)制信息序列);tt=0:349;subplot(2,1,2)l=1:7*n;y(l)=0;for i=1:nk=7*i-6; y(k

11、)=x(i); k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);ends(l)=0;for i=1:350%擴(kuò)頻后，碼率變?yōu)?100/7*7=100hz s(i)=xor(l(i),y(i);endtt=0:7*n-1;stem(tt,s);axis(0,350,0,1);title(擴(kuò)頻后的待發(fā)送序列碼);3、對擴(kuò)頻前后信號進(jìn)行、對擴(kuò)頻前后信號進(jìn)行 bpsk 調(diào)制，觀察其時域波形調(diào)制，觀察其時域波形bpsk 調(diào)制采用 2khz 信號 cos(2*20

12、00*t)作為載波figure(3)subplot(2,1,2)fs=2000;ts=0:0.00001:3.5-0.00001;%為了使信號看起來更光滑，作圖時采樣頻率為100khz % ps=cos(2*pi*fs*ts);s_b=rectpulse(s,1000);%將沖激信號補(bǔ)成矩形信號s_bpsk=(1-2.*s_b).*cos(2*pi*fs*ts);%擴(kuò)頻后信號 bpsk 調(diào)制時域波形plot(ts,s_bpsk);xlabel(s);axis(0.055,0.085,-1.2,1.2)title(擴(kuò)頻后 bpsk 信號時域波形);subplot(2,1,1)s_bb=rectp

13、ulse(x,7000);s_bpskb=(1-2.*s_bb).*cos(2*pi*fs*ts);%無擴(kuò)頻信號 bpsk 調(diào)制時域波形plot(ts,s_bpskb);xlabel(s);axis(0.055,0.085,-1.2,1.2);title(擴(kuò)頻前 bpsk 信號時域波形)可以看出，100/7hz 的無擴(kuò)頻信號每 0.07s 時由于序列極性變換產(chǎn)生相位變換，100hz 的擴(kuò)頻后調(diào)制信號每 0.01s 由于序列極性變換產(chǎn)生相位變換。4、計算并觀察擴(kuò)頻前后、計算并觀察擴(kuò)頻前后 bpsk 調(diào)制信號的頻譜調(diào)制信號的頻譜對信號采用 400000 點(diǎn) fft 計算，得到頻譜figure(4)

14、n=400000;ybb=fft(s_bpskb,n);%無擴(kuò)頻信號 bpsk 調(diào)制頻譜magb=abs(ybb);fbb=(1:n/2)*100000/n;subplot(2,1,1)plot(fbb,magb(1:n/2)*2/n);axis(1700,2300,0,0.8);title(擴(kuò)頻前調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);subplot(2,1,2)yb=fft(s_bpsk,n);%擴(kuò)頻信號 bpsk 調(diào)制頻譜mag=abs(yb);fb=(1:n/2)*100000/n;plot(fb,mag(1:n/2)*2/n);axis(1700,2300,0,0.8);title(擴(kuò)

15、頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);如圖，擴(kuò)頻前信號主瓣寬度約為 2*100/7=28hz，擴(kuò)頻后，信號頻譜展寬，主瓣 19002100hz 約為 200hz，為無擴(kuò)頻信號頻譜寬度的 n=7 倍，符合理論推算。5、仿真經(jīng)、仿真經(jīng) awgn 信道傳輸后，擴(kuò)頻前后信號時域及頻域的變化信道傳輸后，擴(kuò)頻前后信號時域及頻域的變化awgn 信道模擬了真實(shí)的信道，為傳輸信號增加了高斯白噪聲。在本次仿真中，設(shè)定信道信噪比為 3db，即信噪比約為 2。figure(5)subplot(2,2,1)s_bpskba=awgn(s_bpskb,3,measured);%經(jīng)過信道加高斯白噪,信噪比為 3dbwp

16、lot(ts,s_bpskb,ts,s_bpskba);axis(0,0.005,-1.2,1.2);xlabel(t);title(經(jīng)過信道加噪后的信號與原信號時域波形對比);subplot(2,2,3)s_bpska=awgn(s_bpsk,3,measured);plot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska);title(擴(kuò)頻后經(jīng)加噪過信道后的信號與原信號時域波形對比);xlabel(t);axis(0.0675,0.0725,-1.2,1.2);subplot(2,2,2)ybba=fft(s_bpskba,n);%無擴(kuò)頻調(diào)制信號經(jīng)信道后頻譜分析magba=abs(ybba);p

17、lot(fbb,magba(1:n/2)*2/n);title(擴(kuò)頻前經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);axis(1700,2300,0,0.8);xlabel(hz);subplot(2,2,4)yba=fft(s_bpska,n);%擴(kuò)頻調(diào)制信號經(jīng)信道后頻譜分析maga=abs(yba);fb=(1:n/2)*100000/n;plot(fb,maga(1:n/2)*2/n);axis(1700,2300,0,0.8);xlabel(hz);title(擴(kuò)頻后經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);可以看出，藍(lán)色為光滑余弦調(diào)制信號，綠色為加噪聲后時域波形，出現(xiàn)較大鋸齒。至于頻譜變化，這張圖并不明顯，于是我在下一張圖繼續(xù)

18、比較了加入高斯噪聲后的頻譜變化。6、對比經(jīng)信道前后兩種信號的頻譜變化對比經(jīng)信道前后兩種信號的頻譜變化figure(6)title(對比經(jīng)信道前后的信號頻譜);subplot(2,2,1)plot(fbb,magb(1:n/2)*2/n);axis(0,4000,0,0.04);title(擴(kuò)頻前調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);subplot(2,2,2)plot(fbb,magba(1:n/2)*2/n);axis(0,4000,0,0.04);title(擴(kuò)頻前經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);subplot(2,2,3)plot(fb,mag(1:n/2)*2/n);axi

19、s(0,4000,0,0.04);title(擴(kuò)頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);subplot(2,2,4)plot(fb,maga(1:n/2)*2/n);axis(0,4000,0,0.04);title(擴(kuò)頻后經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);xlabel(hz);由上圖可以清楚地對比經(jīng)高斯白噪聲信道前后的頻譜對比。雖然整體的幅度趨勢不變，但是能看出，經(jīng)過信道加噪后，在所有的頻率點(diǎn)上都產(chǎn)生了一定的振幅，符合高斯白噪聲的原理。此處的信噪比為 3db。另外可以看出，bpsk調(diào)制將信號頻譜搬移到了以 2000hz 為中心頻率的頻段上。下面，我將分別仿真解調(diào)解擴(kuò)后譯碼輸出及加入窄帶強(qiáng)干擾后解調(diào)解擴(kuò)

20、譯碼輸出的時域和頻譜。（1）不加窄帶強(qiáng)干擾不加窄帶強(qiáng)干擾7、接收機(jī)與本地恢復(fù)載波相乘，觀察仿真時域波形接收機(jī)與本地恢復(fù)載波相乘，觀察仿真時域波形figure(7)subplot(2,1,1)reb=s_bpskba.*cos(2*pi*fs*ts);%無擴(kuò)頻系統(tǒng)接收信號乘以本地恢復(fù)載波信號plot(ts,reb);axis(0.055,0.085,-1.5,1.5);xlabel(t);title(擴(kuò)頻前接收信號乘以恢復(fù)載波);subplot(2,1,2)re=s_bpska.*cos(2*pi*fs*ts);%擴(kuò)頻系統(tǒng)接收信號乘以本地恢復(fù)載波信號plot(ts,re);axis(0.055,

21、0.085,-1.5,1.5);xlabel(t);title(擴(kuò)頻后接收信號乘以恢復(fù)載波);可以看出，接收信號乘以恢復(fù)載波后，已經(jīng)能大致恢復(fù)出信號的變化。同時，無擴(kuò)頻系統(tǒng)符號速率仍然是 100/7hz 即 0.07s 出現(xiàn)符號變化，擴(kuò)頻系統(tǒng)100hz 即 0.01s 出現(xiàn)符號變化。8、與恢復(fù)載波相乘后，觀察其頻譜變化、與恢復(fù)載波相乘后，觀察其頻譜變化figure(8)subplot(2,1,1)yreb=fft(reb,n);magreb=abs(yreb);freb=(1:n/2)*100000/n;plot(freb,magreb(1:n/2)*2/n);axis(0,5000,0,0.

22、5);title(擴(kuò)頻前乘以恢復(fù)載波后信號頻譜);subplot(2,1,2)yre=fft(re,n);magre=abs(yre);plot(freb,magre(1:n/2)*2/n);title(擴(kuò)頻后乘以恢復(fù)載波后信號頻譜);axis(0,5000,0,0.5);可以看出，信號乘以頻率為 2khz 的恢復(fù)載波后，在基帶和 4khz 處存在頻譜分量，則下一步需要對信號進(jìn)行低通濾波。9、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜figure(9)subplot(2,1,1)fp=100;fc=200;as=100;ap=1;%衰減 100dbfsw=2

23、2000;wp=2*fp/fsw;wc=2*fc/fsw;nw=ceil(as-7.95)/(14.36*(wc-wp)/2)+1; %求凱薩爾窗低通濾波器階數(shù)beta=0.1102*(as-8.7);window=kaiser(nw+1,beta);b=fir1(nw,wc,window);bs=abs(freqz(b,1,400000,fsw);plot(bs)magrebl=bs.*magreb;%頻譜與低通濾波器相乘plot(freb,magrebl(1:n/2)*2/n);axis(0,200/7,0,1);title(擴(kuò)頻前:信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);xlabel(hz);s

24、ubplot(2,1,2)magrel=bs.*magre;plot(freb,magrel(1:n/2)*2/n);title(擴(kuò)頻后:信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);axis(0,200,0,0.4);xlabel(hz);10、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴(kuò)頻與擴(kuò)頻系統(tǒng)的時域波形、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴(kuò)頻與擴(kuò)頻系統(tǒng)的時域波形figure(10)subplot(2,1,1)yrebl=real(ifft(bs.*yreb,400000); %對無擴(kuò)頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換tm=(1:n)/n*4;plot(tm,yrebl);xlabel(t);title(擴(kuò)頻前經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域

25、波形);subplot(2,1,2)yrel=real(ifft(bs.*yre,400000);%對擴(kuò)頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換plot(tm,yrel);xlabel(t);title(擴(kuò)頻后經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域波形);如圖，經(jīng)過低通濾波器后，高頻分量基本消失，剩下的信號已經(jīng)能夠進(jìn)行采樣判決，時域波形與原信息基本吻合。11、對擴(kuò)頻系統(tǒng)進(jìn)行解擴(kuò)，觀察其時域頻域、對擴(kuò)頻系統(tǒng)進(jìn)行解擴(kuò)，觀察其時域頻域figure(11)subplot(2,1,1)jj=rectpulse(m,1000);%擴(kuò)頻信號乘以解擴(kuò)序列yrej=jj.*yrel(1:350000);plot(ts(1:350000

26、),yrej);xlabel(t);axis(0,4,-0.5,0.5);title(解擴(kuò)后信號波形);subplot(2,1,2)yj=fft(yrej,n);magj=abs(yj);plot(freb,magj(1:n/2)*2/n);axis(0,500,0,0.2);title(解擴(kuò)后信號頻譜);xlabel(hz);由于擴(kuò)頻信號與 m 序列具有良好的相關(guān)性，故乘以 m 序列以后，能基本還原出原信號波形。同時可以看出，頻譜已經(jīng)由擴(kuò)展帶寬再次縮短，還原出原信號頻譜。12、比較擴(kuò)頻系統(tǒng)解擴(kuò)前后信號帶寬、比較擴(kuò)頻系統(tǒng)解擴(kuò)前后信號帶寬figure(12)title(解擴(kuò)前后信號頻偏對比);s

27、ubplot(2,1,1)plot(freb,magrel(1:n/2)*2/n);axis(0,200,0,0.4);title(解擴(kuò)前信號頻偏);subplot(2,1,2)plot(freb,magj(1:n/2)*2/n);axis(0,200,0,0.4);title(解擴(kuò)后信號頻偏);可以清楚看出，解擴(kuò)前信號主瓣約為 100hz，解擴(kuò)后恢復(fù)為 100/7hz，與發(fā)送信息吻合。13、比較解擴(kuò)前后信號功率譜密度、比較解擴(kuò)前后信號功率譜密度figure(13)subplot(2,1,1)yjb=fft(yrel,n);prelb=yjb.*conj(yjb)/n;plot(freb,pr

28、elb(1:n/2)*2/n);axis(0,200,0,0.01);title(解擴(kuò)前信號功率譜);xlabel(hz);subplot(2,1,2)yj=fft(yrej,n);prel=yj.*conj(yj)/n;plot(freb,prel(1:n/2)*2/n);axis(0,200,0,0.01);title(解擴(kuò)后信號功率譜);xlabel(hz); 如圖，解擴(kuò)后信號的頻譜被壓縮，功率幅度增加，符合理論分析結(jié)果。14、對解擴(kuò)信號進(jìn)行采樣、判決對解擴(kuò)信號進(jìn)行采樣、判決figure(14)subplot(2,1,1)for i=1:1:350 ij=i*1000-500; ss(i

29、)=yrej(ij);endstem(ss);title(解擴(kuò)信號采樣);subplot(2,1,2)for i=1:1:350%判決信號算法 if ss(i)0.2 ss(i)=1; elseif ss(i)=0.5 x1(i)=1;a=a+1; else x1(i)=0; endendt=0:n-1;subplot(2,1,1)stem(t*0.08,x1);xlabel(t/s);title(擴(kuò)頻前待發(fā)送二進(jìn)制信息序列 1);x_rand=rand(1,n);for i=1:n if x_rand(i)=0.5 x2(i)=1;a=a+1; else x2(i)=0; endendsub

30、plot(2,1,2)stem(t*0.08,x2);title(擴(kuò)頻前待發(fā)送二進(jìn)制信息序列 2);xlabel(t/s);3、用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號figure(3)y1=rectpulse(x1,8);y2=rectpulse(x2,8);for i=1:1:50 m1(8*i-7)=m1(1);m2(8*i-7)=m2(1); m1(8*i-6)=m1(2);m2(8*i-6)=m2(2); m1(8*i-5)=m1(3);m2(8*i-5)=m2(3); m1(8*i-4)=m1(4);m2(8*i-4)=m2(4); m1(8*i-3)=m1(5

31、);m2(8*i-3)=m2(5); m1(8*i-2)=m1(6);m2(8*i-2)=m2(6); m1(8*i-1)=m1(7);m2(8*i-1)=m2(7); m1(8*i)=m1(8);m2(8*i)=m2(8);endsubplot(2,1,1)tt=0:8*n-1;for i=1:400;x11(i)=1-2*y1(i);x12(i)=1-2*y2(i);s1(i)=m1(i)*x11(i);s2(i)=m2(i)*x12(i);endsubplot(2,1,1)stem(tt/100,s1);title(擴(kuò)頻后的待發(fā)送序列碼 1);xlabel(t/s);subplot(2,

32、1,2)stem(tt/100,s2);title(擴(kuò)頻后的待發(fā)送序列碼 2);xlabel(t/s);4、兩路信號相加，并進(jìn)行兩路信號相加，并進(jìn)行 bpsk 調(diào)制調(diào)制figure(4)subplot(2,1,1)s=s1+s2;stem(tt/100,s);title(兩路信息相加,即進(jìn)行 walsh 碼復(fù)用);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)fs=2000;ts=0:0.00001:4-0.00001;s_b=rectpulse(s,1000);s_bpsk=s_b.*cos(2*pi*fs*ts);plot(ts,s_bpsk);xlabel(t/s);axis(0.

33、065,0.095,-2.2,2.2)title(walsh 碼分復(fù)用做 bpsk 變換); 對比 walsh 碼進(jìn)行復(fù)用后的信號與無碼分多址系統(tǒng)的信號，可以看出，無碼分多址系統(tǒng)的信息碼只有兩個取值-1 和 1，但是復(fù)用后存在三個值-1,0,1，所以 bpsk 調(diào)制信號存在為零的時刻。5、觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng)觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng) awgn 信道加高斯白噪和窄帶強(qiáng)干擾信道加高斯白噪和窄帶強(qiáng)干擾figure(5)subplot(3,1,1)n=400000;yb=fft(s_bpsk,n);mag=abs(yb);fb=(1:n/2)*100000/n;plot(fb,mag(1:n/2)*2

34、/n);axis(1000,3000,0,0.25);title(碼分復(fù)用擴(kuò)頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(f/hz);subplot(3,1,2)s_bpska=awgn(s_bpsk,3,measured);%經(jīng)過 awgn 信號，信噪比 3dbplot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska);title(碼分復(fù)用擴(kuò)頻后經(jīng)加噪過信道后的信號與原信號時域波形對比);xlabel(t/s);axis(0.0775,0.0825,-2.4,2.4);subplot(3,1,3)yba=fft(s_bpska,n);maga=abs(yba);fb=(1:n/2)*100000/n;fd=2

35、00000;wp1=2*2040/fd;%帶通濾波器wp2=2*2050/fd;wc1=2*2030/fd;wc2=2*2060/fd;ap=1;as=100;w1=(wp1+wc1)/2;w2=(wp2+wc2)/2;wdth=min(wp1-wc1),(wc2-wp2);nd=ceil(11*pi/wdth)+1;bd=fir1(nd,w1 w2);zd(1)=1;%單位沖激for i=2:1:350000 zd(i)=0;endds=abs(freqz(bd,1,400000,fd);ybz=fft(zd,n)*40000;magz=abs(ybz);dz=ds.*magz;dsz=ma

36、ga+dz;%將窄帶干擾疊加到信號上plot(fb,dsz(1:n/2)*2/n);axis(1000,3000,0,0.4);xlabel(f/hz);title(碼分復(fù)用擴(kuò)頻后經(jīng)信道調(diào)制加窄帶強(qiáng)干擾信號頻譜);6、接收機(jī)信號乘以恢復(fù)載波，觀察時域和頻域接收機(jī)信號乘以恢復(fù)載波，觀察時域和頻域figure(6)subplot(2,1,1)rez=real(ifft(dz,n);re=(s_bpska+rez).*cos(2*pi*fs*ts);plot(ts,re);axis(0.065,0.095,-2.8,2.8);xlabel(t);title(擴(kuò)頻后接收信號乘以恢復(fù)載波);xlabel

37、(t/s);subplot(2,1,2)yre=fft(re,n);magre=abs(yre);plot(fb,magre(1:n/2)*2/n);title(碼分復(fù)用擴(kuò)頻后乘以恢復(fù)載波后信號頻譜);axis(0,5000,0,0.16);xlabel(f/hz);7、信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器figure(7)subplot(2,1,1)magrel=bs.*magre;plot(fb,magrel(1:n/2)*2/n);title(碼分復(fù)用信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);axis(0,200,0,0.25);xlabel(f/hz);subplot(2,1,2)t

38、m=(1:n)/n*4;yrel=real(ifft(bs.*yre,400000);plot(tm,yrel);xlabel(t/s);title(經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域波形); 可以看出，信號經(jīng)過濾波后的時域波形前后部分畸變較大，說明用改善的walsh 碼進(jìn)行碼分復(fù)用時，不同用戶間仍然后一定的碼間干擾。8、對濾波后信號分別用對濾波后信號分別用 m1 和和 m2 進(jìn)行解擴(kuò)進(jìn)行解擴(kuò)figure(8)subplot(2,1,1)j1=rectpulse(m1,1000);j2=rectpulse(m2,1000);yrej1=j1.*yrel;plot(ts,yrej1);title(時域波

39、形與解擴(kuò)碼 m1 相乘波形);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)yrej2=j2.*yrel;plot(ts,yrej2);xlabel(t/s);title(時域波形與解擴(kuò)碼 m2 相乘波形); 對比碼分復(fù)用系統(tǒng)和無碼分復(fù)用系統(tǒng)，可以看出，解擴(kuò)后波形出現(xiàn)了 0 項(xiàng)，每個有效樣值的持續(xù)時間比無碼分復(fù)用的系統(tǒng)減少了一半。而且解擴(kuò)信號時域波形前后部分的干擾比解擴(kuò)前還要嚴(yán)重，說明碼分復(fù)用引入了碼間干擾。9、對兩路信號分別采樣，判決對兩路信號分別采樣，判決figure(9)for i=1:1:50 s1(i)=0;s2(i)=0;endfor i=1:1:800 ij=i*500-2

40、50; ss1(i)=yrej1(ij);ss2(i)=yrej2(ij);endfor i=1:1:800 if ss1(i)0.3 ss1(i)=1; elseif ss1(i)0.3 ss2(i)=1; elseif ss2(i)=5 s1(n1)=0;n1=n1+1; elseif k1=5 s2(n2)=0;n2=n2+1; elseif k2=-5 s2(n2)=1;n2=n2+1; end endsubplot(2,1,1)stem(s1);title(序列 1 判決后的最終信號);subplot(2,1,2)stem(s2);title(序列 2 判決后的最終信號); 比較原信

41、息序列，可以看出最終判決信號與原信號相同，但是有時會出現(xiàn)誤碼。所以，為了防止多用戶帶來的碼間干擾，cdma 除了進(jìn)行碼分復(fù)用以外還應(yīng)采用其他措施抗干擾。至此，walsh 正交碼的碼分復(fù)用仿真完成。8、產(chǎn)生隨機(jī)序列產(chǎn)生隨機(jī)序列 gold 碼和正交碼和正交 gold 碼碼gold 碼是由 m 序列派生出的一種偽隨機(jī)碼，它具有類似于 m 序列具有的偽隨機(jī)性質(zhì)，但其同長度不同序列的數(shù)目比 m 序列的多得多。gold 碼發(fā)生器框圖：m1m2gold 碼gold 碼是由 m 序列的優(yōu)選對移位模二加構(gòu)成，m1和 m2為同長度的兩個不同 m 序列并為優(yōu)選對。gold 碼的自相關(guān)特性：gold 證明過 gold

42、 碼序列的自相關(guān)函數(shù)的所有非最高峰的取值為三值，如下式所示，其中 p=2n-1，為 gold 碼序列的周期。ptptpr21當(dāng) n 為奇數(shù)時，+1，當(dāng) n 為偶數(shù)且不是 4 的整數(shù)倍時，。212nt1221nt實(shí)驗(yàn)中，我采用了長度 n=7 的一對優(yōu)選對構(gòu)成 gold 碼。采用 matlab 里面的gfprimfd(7,all)命令得到全部的 18 個本原多項(xiàng)式表達(dá)式，如下圖：之后選取的本原多項(xiàng)式的八進(jìn)制數(shù)表示為 m1（211） ，m2（217） 。1、產(chǎn)生、產(chǎn)生 gold 碼并仿真其自相關(guān)函數(shù)碼并仿真其自相關(guān)函數(shù)clear all;clc;x1=1;x2=1;x3=1;x4=1;x5=1;x6

43、=1;x7=-1;m=27-1;for i=1:1:m y7=x7;y6=x6;y5=x5;y4=x4;y3=x3;y2=x2;y1=x1; x7=y6;x6=y5;x5=y4;x4=y3;x3=y2;x2=y1; x1=y3*y7; l1(i)=y1;endfor i=1:1:m y7=x7;y6=x6;y5=x5;y4=x4;y3=x3;y2=x2;y1=x1; x7=y6;x6=y5;x5=y4;x4=y3;x3=y2;x2=y1; x1=y1*y2*y3*y7; l2(i)=y1;endfor i=1:1:m l(i)=l1(i)*l2(i); l(i)=1-l(i); l(i)=0.5*l(i);endfigure(1)subplot(2,1,1)i=1:127;stairs(i,l);axis(0,130,-1.2,1.2);title(n=7gold 碼);xlabel(k);subplot(2,1,2)a=l;b=a;nb=127;n=2*m;for k=1:n c=xor(a,b); d=sum(c); a=nb-d; r(k)=(a-d)/(a+d);%計算相關(guān)系數(shù) b=b(nb),b(1:(nb-1);endk=0:(n-1);plot(k,r,-r.);axi