雙向交錯并聯(lián)DCDC變流器設計與仿真設計

1、 .課題10：雙向交錯并聯(lián)DC/DC變流器設計與仿真主要性能指標要求：輸入線電壓10V-15V，交流輸出功率400W，輸出電壓48V，電壓控制穩(wěn)態(tài)精度為3%，輸出電壓紋波峰峰值為100mv。具體內容：要求學生在深入學習和分析雙向交錯并聯(lián)DC/DC變換器的組成和工作原理基礎上，完成主電路和驅動保護電路的硬件設計與元件選型，并在MATLAB SIMULINK平臺上，完成控制系統(tǒng)仿真。摘要 本設計是在雙線交錯并聯(lián)DC/DC電路結構圖的基礎上進行主電路和驅動電路，保護電路的硬件設計，并通過對電路參數(shù)的計算進行元件選型，并在simulink上完成控制系統(tǒng)的仿真?！娟P鍵詞】DC/DC變換器，驅動電路PWM

2、控制，保護電路 第一章 原理分析1.1雙向交錯并聯(lián)DC/DC變換器工作模式分析Boost工作模式 該模式下電路的等效電路圖如下圖所示：該電路的作用把低壓端儲存的能量通過Boost電路變換成電壓較高、穩(wěn)定的直流電源。此時S3和S4工作，Csuper（Vin）放電。 由于變換器在啟動時功率較大，而超級電容的電壓又較低，故其放電電流較大，進而兩路電感電流之和在變換器工作于Boost模式時一直處于連續(xù)工作狀態(tài)。而且，當變換器工作在最大功率下時，每一路的電感電流也工作在連續(xù)狀態(tài)。為了簡化分析，對變換器工作于最大功率時，作出如下假設：（1） 兩路開關導通占空比相等，即D3=D4=D，相位差相差180度；（

3、2） 兩路電感相等，即L1=L2=L;（3） 電路已經進入穩(wěn)態(tài)，各個開關周期內電流相等。 根據(jù)開關管S3、S4占空比D的情況，Boost模式又可以分為3種狀態(tài)：D<0.5，D=0.5和D>0.5。 當D<0.5時，由于開關管的導通時間較短，存在兩路的續(xù)流二極管同時導通的情況，該狀態(tài)下個階段電路的主要波形如圖2所示。 圖2 Boost模式D<0.5時電路主要工作波形 在階段一中，開關管S3開通，電感L1儲存能量；開關管S4關斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 在階段二中，開關管S3關斷，D1續(xù)流，電感L1釋放能量；開關管S4關斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段

4、有： 階段三和階段四重復階段一和階段二的過程，根據(jù)圖2和伏秒前平衡原理，可以分別求得電感電流的紋波iL1、IL2和超級電容的紋波isc以及電壓增益Ay: 當占空比D=0.5時，電路只有兩個階段， 開關管S3和S4輪流導通，該狀態(tài)下的電路階段過程和各階段的主要工作波形如圖3所示。 圖3 Boost模式D=0.5時電路的主要工作波形當開關管導通占空比繼續(xù)增加至大于0.5之后，將會出現(xiàn)兩個開關管同時導通的情況。該狀態(tài)下一個開關周期的各階段電路的主要工作波形如圖4所示。 圖4 Boost模式D>0.5時電路的主要工作波形 在階段一中，兩個開關管S3和S4都開通，電感L1和L2儲存能量，此階段有：

5、 在階段二中，開關管S3繼續(xù)導通，電感L1繼續(xù)儲能；開關管S4關斷，D2續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復階段一和階段二的過程，根據(jù)圖4和伏秒平衡原理分別可以求得電感電流的紋波iL1、Il2和超級電容的紋波isc以及電壓增益Ay: Buck工作模式 該模式下電路的等效電路圖如下圖所示：在該模式下電路將高壓斷多余的能量通過Buck電路回饋給Csuper。此時S1和S2工作，Csuper充電。 與Boost模式一樣，Buck模式下根據(jù)開關管S1、S2占空比D的情況不同可以分為三種狀態(tài)：D<0.5，D=0.5和D>0.5。 當D<0.5時，由于開關管的導通時間較

6、短，存在兩路的續(xù)流二極管同時導通的情況，該狀態(tài)下一個開關周期的電路各階段主要工作波形如圖5所示。 圖5 Buck模式D<0.5時電路主要工作波形 在階段一中，開關管S1開通，電感L1儲存能量；開關管S2關斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 在階段二中，開關管S1關斷，D3續(xù)流，電感L1釋放能量；開關管S2關斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復階段一盒階段二的過程，根據(jù)圖5和伏秒前平衡原理，可以分別求得電感電流的紋波iL1、IL2和超級電容的紋波isc以及電壓增益Ay: 當占空比D=0.5時，電路只有兩個階段， 開關管S1和S2輪流導通，該狀態(tài)下的電路階段

7、過程和各階段的主要工作波形如圖6所示。 圖6 Buck模式D=0.5時電路主要工作波形 當開關管導通占空比繼續(xù)增加至大于0.5之后，將會出現(xiàn)兩個開關管同時導通的情況。該狀態(tài)下一個開關周期的各階段電路的主要工作波形如圖7所示。 圖7 Buck模式D>0.5時電路主要工作波形 在階段一中，兩個開關管S1和S2都開通，電感L1和L2儲存能量，此階段有： 在階段二中，開關管S1繼續(xù)導通，電感L1繼續(xù)儲能；開關管S2關斷，D4續(xù)流，電感L2釋放能量，此階段有： 階段三和階段四重復階段一和階段二的過程，根據(jù)圖7和伏秒平衡原理分別可以求得電感電流的紋波iL1、Il2和超級電容的紋波isc以及電壓增益A

8、y: 第二章 參數(shù)設計 表1 雙向交錯并聯(lián)DC/DC變換器參數(shù)要求輸入線電（V）輸出電壓（V）交流輸出功率（W）電壓控制穩(wěn)態(tài)精度輸出電壓紋波波峰值(mv)10-1548400 3% 100雙向交錯并聯(lián)DC/DC變換器的主要元件包括儲能電感L1、L2，輸入側電容濾波Ci,輸出側電容濾波Co和功率開關管。在上文原理分析的基礎上，下面將給出變換器電路各元件的具體參數(shù)設計。2.1電感參數(shù)設計 最大的電感電流紋波(峰峰值)iL為其平均值的20%，分別計算Boost模式和Buck模式下電感值，Boost電路電感LBoost和Buck電路的電感LBuck分別為： 考慮到采用了交錯并聯(lián)及術后，兩相交錯并聯(lián)電路

9、所需的電感值所需的電感值Ldual與單個Boost或Buck所需電感值Lsingle存在如下的關系： 上式中D=1-D。 由此計算出Boost模式下Ldual=23.44Uh,Buck模式下Ldual=21.48uH，綜合以上考慮，裝置中采用電感L1=L2=25uH。2.2輸入輸出濾波電容設計 考慮輸入輸出側最大的電壓紋波V為3%，則輸入側應滿足超級電容電壓波動Vsc需求，因此可的輸入側的濾波電容 輸出側應滿足蓄電池電壓波動Vbat需求，因此可的輸出側的濾波電容 上式中R為變換器的等效負載。由此計算出輸入電容Ci=65Uf,輸出電容Co=100uF。由于一般電解電容的ESR較大，在功率較大時發(fā)

10、熱較為嚴重，影響了整個系統(tǒng)的安全性，故采用多個容值較小的CBB電容并聯(lián)作為輸出電容。實際上取輸入電容Ci=100Uf，輸出電容Co=120uF。2.3功率開關器件選擇 裝置選取MOSFET作為開關器件以減小裝置體積。又由變換器的原理分析可知流過功率開關器件的電流最大值和電感電流的最大值是相等的，因此最大的漏極電流： 考慮10%的裕量，取IDmax=24A。 功率開關器件所承受的最大電壓應力就是輸出電壓的最大值即： 但考慮到MOS管關斷時由于電路引線電感的影響，通常存在較大的電壓過沖。因此實際裝置中取VDSmax=60V。第三章 驅動電路設計 由于所采用的MOS管輸入結電容，考慮其開通時間在50

11、ns以內，故驅動峰值電流6A.。選取型號為IXDD609的驅動芯片來驅動MOS管，該驅動芯片的驅動峰值電流為9A.，驅動電壓的上升和下降時間均小于25ns。驅動電路如圖13所示。雙向交錯并聯(lián)DC/DC變換器共有4個MOS管，其中Boost模式的MOS管S1，S2是共地的，而Buck模式的MOS管S3，S4是隔離的，因此驅動電路的供電電源共需3路互相隔離的+5V和+15V。 圖13 驅動電路圖第四章 電路仿真 在Boost工作模式下，輸入電壓為10-15V，給定輸出電壓為48V，是測出輸出電壓為48V，是測出輸出電壓在額定功率左右是誤差為10mV，效率達到92.4%，圖14a為系統(tǒng)在Boost工

12、作模式額定功率穩(wěn)態(tài)運行時相關參數(shù)的波形。圖14b為系統(tǒng)負載瞬時降低20%時的電壓波形?？梢?，輸出電壓在5ms內穩(wěn)定在48V。為了保證系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)在啟動時控制程序給定一個線性變化量，通過約30ms達到48V，圖14c為系統(tǒng)啟動過程中相關參數(shù)的實驗波形。在Buck工作模式下，高壓端輸入電壓為直流48V。圖14d為系統(tǒng)在Buck模式下，給定輸出電流13.5A時穩(wěn)態(tài)工作的波形。 圖14 實驗仿真圖形第五章 控制系統(tǒng)建模與仿真5.1Boost模式下的控制系統(tǒng)建模與仿真 采用受控電流源、受控電壓源和理想變壓器等效，建立變換器在Boost模式下的信號交流等效電路，如圖8所示： 圖8 Boost模式下的小

13、信號交流等效電路為了簡化計算，忽略電感參數(shù)的差異，假定L1=L2=L,IL1=IL2，d1(t)=d3(t)=d(t),Il1(t)=iL2(t)=iL(t)。同時，因為電路的穩(wěn)態(tài)量D1=D3，設D1=D3=D. 根據(jù)小信號模型等效電路，可以求出Boost工作模式下占空比到電感電流的傳遞函Gid(s): Boost模式下，通過控制雙向DC/DC變換器的輸出電流來補償蓄電池額定放電電流的不足。其控制框圖如圖9所示： 圖9 Boost模式下的系統(tǒng)控制框圖輸出電流經過低通濾波和功率守恒計算，得到輸入電流的給定值。通過分別控制兩路電感電流，一方面減小了兩路之間的電流誤差，同時也達到了間接控制輸出電流的目的。5.2 Buck模式下控制系統(tǒng)建模與仿真 采用受控電流源、受控電壓源和理想變壓器等效，建立變換器在Buck模式下的信號交流等效電路，如圖10所示： 圖10 Buck模式下的小信號交流等效電路 為了簡化計算，忽略電感參數(shù)的差異，假定L1=L2=L,IL1=IL2，d2(t)=d4(t)= d(t)，Il1(t)=iL2(t)=iL(t)。同時，因為電路的穩(wěn)態(tài)量D2=D4，設D2=D4=D. 根據(jù)小信號模型等效電路，可以求出Buck工作模式下占空比到電感電流的傳遞函數(shù)Gid(s): 占空比到輸出電壓的