PFC數(shù)字控制階段工作報告

1、PFC數(shù)字控制階段工作報告全亞斌，謝世華一、 研究目標(biāo)二、 PI控制器特性與參數(shù)調(diào)整方法三、 預(yù)測補(bǔ)償原理四、 Repetitive局部補(bǔ)償方法五、 電流環(huán)輸入信號的調(diào)制與過零點(diǎn)判斷六、 計算過程中初值對性能的影響七、 MATLAB與C語言結(jié)合的仿真方法八、 尚未解決的問題九、 參考文獻(xiàn)一、 研究目標(biāo)a) 在已有工作基礎(chǔ)上做進(jìn)一步研究，解決存在的問題。b) 對控制器進(jìn)行調(diào)整，引入新的控制方法，提高控制器的性能，以達(dá)到高功率因數(shù)和低THD的指標(biāo)要求。二、 PI控制器特性與參數(shù)調(diào)整方法目前PFC數(shù)字控制器使用的控制結(jié)構(gòu)見圖1表示。圖1. PFC數(shù)字控制器結(jié)構(gòu)圖其中Gv(s)和Gi(s)分別是電壓環(huán)

2、和電流環(huán)控制器。電壓環(huán)控制器的作用是保持Bus電壓穩(wěn)定，當(dāng)負(fù)載比較大的時候，電壓環(huán)控制器輸出的平均值就比較高。由于電壓環(huán)參考信號Vref是一個常數(shù)，而Bus電容使得Bus不會很快變化，可以將電壓環(huán)控制器的誤差輸入信號e(v)看作是一個典型的階躍信號，而電壓環(huán)控制器的任務(wù)是保證Bus電壓的穩(wěn)態(tài)誤差為零，同時要有足夠的響應(yīng)速度。為了達(dá)到穩(wěn)態(tài)誤差為零的目的，這里電壓環(huán)控制器使用了比例積分控制，其中的積分環(huán)節(jié)可以保證穩(wěn)態(tài)誤差為零的要求，控制器的帶寬決定了在有擾動作用時控制器將Bus電壓調(diào)整到穩(wěn)態(tài)的速度。如果要得到盡量快的響應(yīng)速度，就應(yīng)當(dāng)使得電壓環(huán)控制器有比較高的截止頻率。但是這同時會帶來問題，就是會影

3、響到電流環(huán)控制器的控制效果。作為平均電流控制方法，在電壓環(huán)控制器后面要有一個乘法器，用于對電壓環(huán)控制器的輸出進(jìn)行調(diào)制，將其轉(zhuǎn)換為正弦波的形狀，作為電流環(huán)控制器的參考信號。由于乘法器使用的是頻率為50Hz的正弦信號對電壓環(huán)輸出進(jìn)行調(diào)制，那么為了保證調(diào)制作用的線性關(guān)系，電壓環(huán)控制器的截止頻率應(yīng)當(dāng)小于25Hz。另一方面，在Bus電壓反饋信號中存在50Hz的整數(shù)倍諧波信號，這些信號都會通過電壓環(huán)控制器傳遞到電流環(huán)控制器的輸入?yún)⒖夹盘栔?。為了保證電流環(huán)有好的控制效果，在電壓環(huán)中必須對這些諧波進(jìn)行抑制，這就需要電壓環(huán)在這些頻率點(diǎn)的有足夠小的增益，因此需要電壓環(huán)的截至頻率要盡量低?？墒堑偷慕刂令l率會導(dǎo)致系統(tǒng)

4、的動態(tài)性能變壞，在負(fù)載變化時會導(dǎo)致Bus電壓反映變慢和超調(diào)加大，因此諧波抑制和電壓環(huán)響應(yīng)速度的要求是矛盾的，這方面的論述可以見文獻(xiàn)1。需要對兩種要求進(jìn)行折衷，在保證電壓環(huán)響應(yīng)速度的基礎(chǔ)上使用盡量低的截至頻率。在實(shí)際調(diào)整中出現(xiàn)一個反常的現(xiàn)象，增大電壓環(huán)帶寬后反而使THD減小，出現(xiàn)這種現(xiàn)象的原因?qū)⒃诘诎斯?jié)中討論。為了更好的降低諧波影響，在電壓環(huán)控制器中還可以添加一個極點(diǎn)，這相當(dāng)于串聯(lián)了一個低通濾波器，可以使控制器的幅頻特性在截止頻率之后下降得更快，進(jìn)一步減小在50Hz的整數(shù)倍頻率處的增益。在程序中使用的控制器是由原硬件線路計算并修改得到的，其傳遞函數(shù)是在測試中發(fā)現(xiàn)，使用這一傳遞函數(shù)還是不能保證電壓

5、環(huán)響應(yīng)速度，在投載和卸載過程中會導(dǎo)致電壓上沖過高或下降過低。因此首先要增加電壓環(huán)前向通道的帶寬，以保證Bus電壓的響應(yīng)速度，在此基礎(chǔ)上，調(diào)整比例和積分系數(shù)的大小。對于上面選定的電壓環(huán)控制器Gv(s)來說，就是增大增益K或零點(diǎn)，并相應(yīng)調(diào)整極點(diǎn)位置。一般來說，保證電壓環(huán)在截至頻率處有45度的相位裕度就可以得到比較好的性能。由于電壓環(huán)受控對象的模型是隨時間和負(fù)載變化的，電壓環(huán)控制器只能近似達(dá)到預(yù)期的控制性能?？紤]到保證逆變正常工作，保證瞬時投R載時Bus電壓不低于310V，卸載時Bus電壓不超過400V，經(jīng)過試驗(yàn)，最后選取了將積分作用加大，同時將極點(diǎn)放置在40Hz附近，得到的控制器可以表示為這樣在投

6、R載和卸載時就不會出現(xiàn)Bus下降過多或上沖過高的現(xiàn)象。下面圖2a、b分別是R載滿載瞬投和卸載的Bus電壓波形，圖3a、b分別是R載半載瞬投和卸載的Bus電壓波形。 圖2a. R載滿載瞬投波形 圖2b. R載滿載卸載波形 圖3a. R載半載瞬投波形 圖3b. R載半載卸載波形電流環(huán)控制器的作用是使輸入電流信號跟蹤乘法器輸出的調(diào)制信號。如果假設(shè)Bus電壓是穩(wěn)定的，那么乘法器輸出的調(diào)制信號也就是一個完美的正弦波信號，如果電流環(huán)控制器能夠保證電流環(huán)誤差e(i)為零，在每一個開關(guān)周期中輸入電流平均值就構(gòu)成了一個正弦波形，達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。關(guān)于平均電流控制的原理可以參考文獻(xiàn)12。注意到與一般的控制問

7、題不同的是，這里跟蹤的不是階躍、斜坡或者加速度等信號，而是一個正弦信號?；诳刂圃?，為了保證無誤差的控制結(jié)果，在控制器設(shè)計中必須包含正弦信號特性的處理。但是顯然這里使用的比例積分控制器并不存在這一特性。這是因?yàn)檫@里控制器設(shè)計思路是如果能夠保證電流環(huán)控制器有很高的帶寬，它的響應(yīng)速度就可以很快，即使控制器只能夠跟蹤階躍信號，此時將正弦輸入?yún)⒖夹盘栕鳛榉侄蔚碾A躍信號處理也能得到足夠小的誤差。在開關(guān)頻率確定的條件下，就限制了電流環(huán)可以達(dá)到的帶寬，這就限制了控制方法能夠達(dá)到的控制精度。電流環(huán)控制器設(shè)計的方法和電壓環(huán)是類似的，不同之處在于，為了減小對調(diào)制信號的跟蹤誤差，這里電流環(huán)控制器的帶寬非常高。電流

8、環(huán)控制器使用比例積分控制，在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中也添加了一個極點(diǎn)，其作用同樣相當(dāng)于一個低通濾波器，可以減小電流波形中高于極點(diǎn)頻率的諧波分量。由于在連續(xù)電流模式時電流環(huán)控制器的控制對象可以用一個時變的積分環(huán)節(jié)進(jìn)行近似，而在積分環(huán)節(jié)中已經(jīng)包含了一個原點(diǎn)處的極點(diǎn)，所以在這種情況下電流環(huán)實(shí)際上可以保證對速度信號進(jìn)行無靜差的跟蹤。在控制結(jié)構(gòu)中使用的電流環(huán)控制器的傳遞函數(shù)可以表示為相當(dāng)于將零點(diǎn)置于1kHz，將極點(diǎn)置于4kHz。實(shí)際上極點(diǎn)除了濾波作用以外，也影響到電流環(huán)的相位裕度。PWM控制相當(dāng)于一個采樣作用，由采樣理論，在開關(guān)頻率的1/2處存在位于復(fù)平面中正半平面的零點(diǎn)，使受控對象成為非最小相位系統(tǒng)，會產(chǎn)生相位遲后

9、的作用。因此在3854芯片的配置中一般將極點(diǎn)放置到高于開關(guān)頻率的1/2處，以保證控制的穩(wěn)定性。但是對于數(shù)字控制來說，這樣的傳遞函數(shù)在離散化后頻率特性和連續(xù)域傳遞函數(shù)相比存在很大誤差。因此這里調(diào)整電流環(huán)的方法就是加大控制器的極點(diǎn)，但是極點(diǎn)位置小于1/2開關(guān)頻率，同時適當(dāng)修改積分系數(shù)，使電流環(huán)控制器在一個比較寬的范圍內(nèi)產(chǎn)生相位超前特性，給比例作用留下比較大的調(diào)整空間。在調(diào)整電流環(huán)控制器參數(shù)時，比例作用可以顯著得影響控制效果。然而當(dāng)加大到一定程度時，電流波形出現(xiàn)明顯的振蕩，進(jìn)而出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象。這種現(xiàn)象進(jìn)行可以認(rèn)為是由于數(shù)字控制帶來的延遲導(dǎo)致的結(jié)果。三、 預(yù)測補(bǔ)償原理與模擬式控制方法不同，數(shù)字式控制

10、器會由于采樣和計算的原因帶來一拍延遲。在一般的數(shù)字控制應(yīng)用中，都假設(shè)采樣頻率是系統(tǒng)截止頻率的20-30倍，這樣延遲帶來的影響就可以不考慮。但是對于電流環(huán)控制器來說，這一假設(shè)并不成立，必須對采樣帶來的延遲加以補(bǔ)償。考慮到采樣作用，電流環(huán)控制器的結(jié)構(gòu)應(yīng)當(dāng)表示為圖4的形式。和圖1不同的是，這里在電流信號Iac中添加了一個采樣保持器，控制器是離散形式。圖4. 電流環(huán)數(shù)字控制結(jié)構(gòu)圖此時對電流進(jìn)行采樣、計算和PWM輸出之間的時序表示見圖5。圖5. 電流環(huán)采樣及PWM產(chǎn)生時序圖5中曲線表示的是DSP內(nèi)部產(chǎn)生PWM所使用的比較信號，是電流環(huán)控制器的輸出，是輸出的PWM信號，對應(yīng)的電流信號。點(diǎn)是DSP中PFC模

11、塊的采樣點(diǎn)，是第一個周期中PWM信號的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)，是新的電流環(huán)輸出的更新點(diǎn)，是第二個周期中PWM信號的翻轉(zhuǎn)點(diǎn)。在第一個周期中，當(dāng)DSP內(nèi)部時鐘到達(dá)最低點(diǎn)時啟動A/D轉(zhuǎn)換，將輸入電流信號轉(zhuǎn)為數(shù)字量并進(jìn)行計算，當(dāng)?shù)竭_(dá)時計算尚未完成，此時使用的還是上一拍電流環(huán)控制器輸出的比較信號。在點(diǎn)PFC模塊完成了電流控制器輸出的計算并裝入寄存器中，在點(diǎn)新的控制器輸出產(chǎn)生作用。因此從采樣到控制信號起作用中間存在一拍延遲?？刂苹芈分醒舆t的作用是產(chǎn)生相位遲后，如果控制器沒有足夠的相位裕度，相位遲后會導(dǎo)致不穩(wěn)定的結(jié)果。對于電流環(huán)控制器來說，其截止頻率距離開關(guān)頻率越近，相位遲后的作用就更加明顯，但是為了減小電流環(huán)的跟蹤誤差，

12、就必須提高截止頻率，保證穩(wěn)定性和保證跟蹤性能的要求是矛盾的。為了解決這一問題，就需要考慮使用預(yù)測方法對延遲進(jìn)行補(bǔ)償。對于電流環(huán)來說，考慮將受控對象模型近似表示為一個積分環(huán)節(jié)這一近似在目前電流環(huán)帶寬范圍里是成立的。對模型加零階保持器進(jìn)行離散化則有假設(shè)Boost電路輸入電流采樣為ik，電流控制器的輸出為uk，那么由上面的離散模型有下一個采樣點(diǎn)時輸入電流值估計值可以表示為如果預(yù)測是準(zhǔn)確的，那么使用取代當(dāng)前的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行計算，可以補(bǔ)償由延遲引起的相位遲后，其中符號 表示估計值。問題在于，G(s)中的K值并非一個常數(shù)，而是一個隨時間和負(fù)載進(jìn)行變化的量。如果要進(jìn)行精確補(bǔ)償?shù)脑?，就需要使用在線辨識方法進(jìn)行模

13、型計算，再用辨識模型進(jìn)行預(yù)測。然而對于目前使用的DSP來說，進(jìn)行在線辨識計算需要的運(yùn)算量過大，超出了DSP的處理能力。在文獻(xiàn)3中提出了一種近似方法，當(dāng)uk和uk-1相差不大的時候，可以使用常數(shù)1來取代uk/uk-1。由仿真得到，數(shù)值uk/uk-1的范圍在1±0.04之間，這樣使用近似的預(yù)測方法不會導(dǎo)致太大的誤差。因此可以使用下面的近似預(yù)測式來取代原有的預(yù)測式用新的預(yù)測輸入電流取代采樣值進(jìn)行計算。這樣得到的電流環(huán)控制結(jié)構(gòu)就成為圖6所示的形式，其中Prediction模塊就是控制器中的預(yù)測部分。由前面推導(dǎo)的式子，應(yīng)當(dāng)對電流采樣信號Iac進(jìn)行預(yù)測，但是由于DSP中計算字長的限制，在控制誤差

14、處進(jìn)行預(yù)測更加方便。電壓環(huán)控制器輸出相對與電流環(huán)是一個緩慢變化的量，而乘法器使用的是DSP中儲存的正弦信號，因此在控制誤差處進(jìn)行預(yù)測不存在困難。圖6. 電流環(huán)控制器預(yù)測補(bǔ)償結(jié)構(gòu)圖由下面圖7a、b的比較中可以看出使用預(yù)測方法對控制結(jié)果的影響。在加入預(yù)測之前，電流環(huán)增益只能加到30，并且存在明顯振蕩，如果進(jìn)一步加大增益，就會導(dǎo)致不穩(wěn)定。而在加入預(yù)測之后，電流環(huán)增益系數(shù)可以加大到100，而不會出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象。 圖7a. 未添加預(yù)測時電流波形 圖7b. 添加預(yù)測后電流波形這里圖7b中的結(jié)果除了添加預(yù)測外，還使用了第5節(jié)中賦初值的方法，因此不存在波形起始處的缺口。除此之外可以明顯看出在圖7b中不存在圖

15、7a中的劇烈振蕩。四、 Repetitive局部補(bǔ)償方法周期控制(Repetitive control)是在內(nèi)模控制基礎(chǔ)上發(fā)展起來的用于補(bǔ)償控制系統(tǒng)中存在的周期性干擾的一種控制方法，有幾種不同的結(jié)構(gòu)形式。在文獻(xiàn)4中對這種方法用于逆變控制進(jìn)行了研究，文獻(xiàn)5中又提出了一種新的控制結(jié)構(gòu)，并給出了控制的收斂性條件。肖永利博士將這種方法用于逆變補(bǔ)償，有良好的效果?？紤]到在PFC控制中存在著周期性的誤差，也可以使用周期控制的方法進(jìn)行補(bǔ)償。這里使用的是文獻(xiàn)5中提出的周期控制器結(jié)構(gòu)，見圖8所示。圖8. 周期補(bǔ)償結(jié)構(gòu)圖在文獻(xiàn)5中給出了模塊Q(z)和S(z)的調(diào)整方法，選取Q(z)為一個小于1的正數(shù)，然后調(diào)整S(

16、z)的增益，使得S(z)的增益盡量小，保證就可以保證控制系統(tǒng)的穩(wěn)定，這里表示-范數(shù)。由于受控對象的模型P(z)是隨時間快速變化的，而參數(shù)并不容易得到，這里通過試驗(yàn)，由經(jīng)驗(yàn)進(jìn)行選取?？紤]對存在較大誤差的波形開始位置進(jìn)行補(bǔ)償。由波形曲線中可以看出，在起始處輸入電流由跟不上市電變化到出現(xiàn)超調(diào)，有24個采樣點(diǎn)的時間長度，因此對這24個點(diǎn)進(jìn)行周期補(bǔ)償。在程序中選擇Q為0.99，選擇S為0.001。補(bǔ)差前后的波形分別見圖9a與圖9b所示。 圖9a. 補(bǔ)償前起始點(diǎn)電流波形 圖9a. 補(bǔ)償后起始點(diǎn)電流波形五、 電流環(huán)輸入信號的調(diào)制與過零點(diǎn)判斷在3854芯片的電壓環(huán)控制器中使用乘法器對電壓控制器的輸出進(jìn)行調(diào)制，

17、乘法器有三個輸入，一個是電壓控制器的輸出A，一個是市電電壓波形B，還有一個是與市電有效值的平方成比例的量C。乘法器的輸出IM和A、B、C的關(guān)系是其中A和B相乘是為了得到電流環(huán)輸入?yún)⒖夹盘朓mo。將AB除以C的原因是考慮到在市電電壓有效值變化的條件下，如果電壓環(huán)增益不變，那么功率與電壓控制器輸出的比值將隨電壓有效值的平方關(guān)系進(jìn)行變化。因此在3854芯片中增加了一個前饋通道，使用除法器來補(bǔ)償增益的變化。其結(jié)構(gòu)見圖10所示。這個前饋通道的作用是在市電有效值變化時對增益預(yù)先進(jìn)行調(diào)整，從而使電壓環(huán)控制器只需工作在一個比較小的范圍里。圖10. UC3854電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)在進(jìn)行數(shù)字控制中，除法運(yùn)算要花費(fèi)過多

18、的時間，目前DSP中的資源已經(jīng)比較緊張，沒有很多空閑時間可以用于這一計算，因此在現(xiàn)在的程序中沒有考慮使用這一補(bǔ)償方法。當(dāng)然這樣電壓控制器的輸出變化范圍就比較大，不過對于數(shù)字控制來說不存在問題。數(shù)字控制方法另一個與3854芯片的不同點(diǎn)在于，3854使用電壓控制器和市電電壓相乘來得到調(diào)制信號。在市電電壓是正弦波的條件下，這樣做是符合產(chǎn)生正弦電流輸入要求的，但是如果市電本市帶有比較高的諧波時，就無法達(dá)到低THD的要求。因此在數(shù)字控制器中使用了自己建立正弦表的方法，使輸入電流跟蹤正弦表，而與市電波形無關(guān)。使用正弦表之后，在控制器中存在的問題是市電過零點(diǎn)判斷的問題。在3854芯片中，計算Imo信號只是將

19、市電電壓值和運(yùn)算放大器的輸出相乘，不存在市電過零問題，在數(shù)字控制器中最開始使用的控制方法是使用市電電壓采樣信號對電壓環(huán)控制器進(jìn)行調(diào)制，同樣不存在過零判斷問題。然而當(dāng)改用正弦表之后，就需要準(zhǔn)確判斷市電過零點(diǎn)的位置，來決定當(dāng)前時刻在正弦表中的位置。最先使用的判斷方法是根據(jù)市電的采樣值進(jìn)行判斷，當(dāng)市電采樣值由負(fù)轉(zhuǎn)為非負(fù)，就開始從正弦表的第一個位置開始按照正半周進(jìn)行計算，等到市電采樣值由正轉(zhuǎn)非正，就又從正弦表的第一個位置開始按照負(fù)半周進(jìn)行計算。然而在實(shí)際波形中觀察到，這種判斷方法經(jīng)常導(dǎo)致錯誤的結(jié)果，有時會出現(xiàn)整個負(fù)半周都被判斷為正半周，從而使負(fù)半周PWM在一個市電周期中一直關(guān)閉，正半周也存在同樣的問題

20、。經(jīng)過分析發(fā)現(xiàn)，這是由市電采樣中的干擾引起的。在理想情況下，市電采樣和過零點(diǎn)判斷見圖11a所示，其中表示的是對市電過零點(diǎn)的判斷，是市電電壓采樣，是零電位。如果不存在干擾，那么上面的判斷方法可以準(zhǔn)確得進(jìn)行過零點(diǎn)判斷。但是在存在干擾的條件下，象圖11b所示的那樣，在過零后第二個點(diǎn)存在毛刺，使得采樣值成為零，就會產(chǎn)生判斷錯誤。如果毛刺再高一些，使采樣值由負(fù)的變?yōu)檎模m然不會使一整個周期判斷錯誤，但會使正弦表的起始點(diǎn)判斷出錯。 圖11a. 理想情況下的過零判斷圖11b. 市電采樣帶有毛刺時的過零判斷為了改進(jìn)對過零點(diǎn)的判斷方法，在試驗(yàn)過程中曾采用多使用幾個采樣值，進(jìn)行中值濾波，根據(jù)濾波結(jié)果再進(jìn)行過零判

21、斷。這樣作仍然存在問題，中值濾波會帶來額外的延遲，使用的點(diǎn)數(shù)越多，帶來的延遲也越大，而只使用三個點(diǎn)也會有一拍延遲，由實(shí)際試驗(yàn)結(jié)果發(fā)現(xiàn)，只使用三個點(diǎn)還是會出現(xiàn)判斷錯誤。為了解決這一問題，文獻(xiàn)6給出了一種中值濾波帶通濾波的方法，使用中值濾波消除采樣數(shù)據(jù)中的毛刺，使用帶通濾波器保留市電基頻成分，使用預(yù)測和插值方法計算過零點(diǎn)。對于這里的控制要求來說，這種方法過于復(fù)雜，需要的計算量也過大，考慮到DSP的處理能力，這種方法并不適用。在控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)中存在一個硬件過零點(diǎn)判斷信號Line.Zero。在前面的判斷方法中一直沒有考慮使用這一信號，是因?yàn)長ine.Zero的上升沿不準(zhǔn)確，下降沿雖然轉(zhuǎn)換速度快，擔(dān)仍然存

22、在很大延遲。由于軟件判斷過零點(diǎn)需要太復(fù)雜的方法，所以考慮使用硬件判斷解決。經(jīng)過量測發(fā)現(xiàn)，硬件過零點(diǎn)Line.Zero下降沿的延遲在每一個市電周期中都是比較穩(wěn)定的，因此在最后的判斷方法中將Line.Zero下降沿處時間減去一個常數(shù)作為負(fù)半周開始的標(biāo)志。經(jīng)過對常數(shù)大小進(jìn)行調(diào)整，可以將過零判斷誤差控制在52us以內(nèi)。六、 計算過程中初值對性能的影響由于目前升壓電路是半橋結(jié)構(gòu)，在正半周時由正半橋進(jìn)行整流和升壓，而負(fù)半周由于沒有輸入電壓，此時無論IGBT怎樣動作都不應(yīng)當(dāng)對Bus電壓產(chǎn)生影響，反過來當(dāng)市電處于負(fù)半周時，正半周IGBT的動作也應(yīng)當(dāng)不會影響到Bus電壓的變化。然而從實(shí)際結(jié)果來看并不是如此。如果

23、在負(fù)半周時讓正半橋的IGBT按照正半周最后一個點(diǎn)給出的占空比繼續(xù)工作，而在正半周時也讓負(fù)半橋的IGBT按照負(fù)半周最后一個點(diǎn)給出的占空比繼續(xù)工作，那么在空載條件下，Bus電壓就會持續(xù)緩慢上升，直到達(dá)到程序設(shè)置的保護(hù)電壓，使PWM被關(guān)斷為止。而如果在正半周時關(guān)閉驅(qū)動負(fù)半橋IGBT的PWM，而在負(fù)半周時關(guān)閉驅(qū)動正半橋IGBT的PWM，在空載下Bus電壓就是穩(wěn)定的。在程序中對此進(jìn)行了處理，在正負(fù)半周計算模塊中分別將另外半周的比較信號清零，使得在正半周只有正半橋的PWM輸出，而負(fù)半周只有負(fù)半橋的PWM輸出。然而這在保證Bus電壓穩(wěn)定的同時，會導(dǎo)致在電流波形的開始處反映速度變慢，有很長一段時間無法跟蹤市電

24、周期的變化，而之后又會由于控制器作用，電流上升速度太快，出現(xiàn)超調(diào)。見下面圖12中所示。圖12. 未設(shè)置初值時電流波形分析這種情況產(chǎn)生的原因，是將比較信號清零帶來的。這種情況可以由仿真方法進(jìn)行模擬。下面圖13中是控制器輸出比較信號波形，相當(dāng)于PWM信號占空比變化曲線，圖14是對應(yīng)的電流波形。可以看出，在將比較信號清零后，控制器在每個市電周期開始時都是從零起始點(diǎn)計算，經(jīng)過十幾個采樣點(diǎn)之后，使輸出達(dá)到最大值，電流也跟上了Imo信號的變化。由于積分作用不能馬上消失，使得電流還會繼續(xù)上沖，出現(xiàn)超調(diào)。而在理想情況下，如果控制器輸出可以很快達(dá)到最大值，而電流也很快跟上了市電變化，這樣就不會出現(xiàn)很大超調(diào)。為了

25、讓實(shí)際電流波形盡量接近理想情況的波形，讓控制器從一個接近最大值的初始值開始計算是一個解決方法。在程序?qū)崿F(xiàn)中采用了將上一個市電周期中最后一點(diǎn)得到控制器輸出作為新一個周期中控制器的初值進(jìn)行計算的方法。由于在上一個市電周期最后一點(diǎn)和當(dāng)前市電周期第一個點(diǎn)的數(shù)學(xué)模型并不相同，因此這不是一個準(zhǔn)確的初值，然而由仿真來看，這已經(jīng)比較接近于理想數(shù)值，而且在程序?qū)崿F(xiàn)上非常方便。圖13. 仿真控制器輸出比較信號圖14. 仿真電流波形使用了初值之后，輸入電流波形見圖15所示。和圖12比較，結(jié)果已經(jīng)有了很大改善。圖15.設(shè)置初值后電流波形七、 MATLAB與C語言結(jié)合的仿真方法在設(shè)計PFC控制器時考慮不到的是控制器實(shí)現(xiàn)

26、方面的問題。目前使用的DSP是16位字長的定點(diǎn)處理器，所有量都是由整數(shù)進(jìn)行表示，而在設(shè)計控制器時并沒有考慮到字長限制的問題。為了保證計算的精度，在程序中要充分利用處理器的字長，但是由于PFC控制器的動態(tài)范圍很大，容易出現(xiàn)計算溢出的情況。另外，在引入新的控制方法時也容易由于考慮不周出現(xiàn)錯誤。因此在對新編寫的程序進(jìn)行試驗(yàn)時先通過仿真進(jìn)行檢查是一個保險的方法。對PFC電路與控制器進(jìn)行仿真的方法也有很多，如文獻(xiàn)78中的狀態(tài)空間方法。由于仿真的目的是對控制器實(shí)現(xiàn)進(jìn)行檢查，對于Boost電路特性的仿真可以使用現(xiàn)有的方法進(jìn)行。因此這里使用的SIMULINK中的電力系統(tǒng)工具集(Power system blo

27、ckset)。仿真模塊見圖16所示，其中控制器子模塊見圖17所示。在圖17中，將所需要的測量值通過增益項(xiàng)放大后傳遞給controller模塊，增益項(xiàng)的大小由電路參數(shù)計算得到，controller模塊是由實(shí)際DSP使用的程序改寫得到的動態(tài)連接庫模塊，其輸出為正負(fù)半橋用于產(chǎn)生PWM的比較信號。在只考慮半周的計算時，可以將圖16、17簡化為圖18、19的結(jié)構(gòu)。圖16. PFC電路及數(shù)字控制器仿真模塊圖圖17. PFC數(shù)字控制器仿真模塊圖圖18. 半橋PFC電路及數(shù)字控制器仿真模塊圖圖19. 半橋數(shù)字控制器仿真模塊圖在SIMULINK中對模塊使用浮點(diǎn)數(shù)進(jìn)行計算，如果使用SIMULINK中的模塊構(gòu)造控制

28、器就不能完全模擬實(shí)際控制器的計算情況。在這里利用SIMULINK中的S-Function接口，使用C語言編寫接口函數(shù)，并對DSP中使用的PFC子函數(shù)進(jìn)行修改，達(dá)到完全模擬DSP中運(yùn)行情況的目的。首先必須編寫S-Function功能必須的接口模塊，包括四個函數(shù)mdlInitializeSizes，mdlInitializeSampleTimes， mdlOutputs，mdlTerminate，功能分別是初始化函數(shù)，定義采樣時間，回調(diào)函數(shù)和結(jié)束函數(shù)。函數(shù)mdlInitializeSizes用于確定模塊的輸入輸出變量的個數(shù)和每個變量的維數(shù)，見下面的形式：static void mdlInitial

29、izeSizes(SimStruct *S) ssSetNumSFcnParams(S, 0); if (ssGetNumSFcnParams(S) != ssGetSFcnParamsCount(S) return; if (!ssSetNumInputPorts(S, 1) return; ssSetInputPortWidth(S, 0, 5); ssSetInputPortDirectFeedThrough(S, 0, 1); if (!ssSetNumOutputPorts(S,1) return; ssSetOutputPortWidth(S, 0, 2); ssSetNumSam

30、pleTimes(S, 1); ssSetOptions(S, SS_OPTION_EXCEPTION_FREE_CODE);函數(shù)mdlInitializeSampleTimes用于設(shè)置采樣時間間隔和便宜時間：static void mdlInitializeSampleTimes(SimStruct *S)ssSetSampleTime(S, 0, 0.000052);ssSetOffsetTime(S, 0, 0.0);函數(shù)mdlOutputs是SIMULINK運(yùn)行時的回調(diào)函數(shù)，用于將參數(shù)傳遞到S-Function模塊和將計算結(jié)果傳回SIMULINK，其中函數(shù)controller是修改過的

31、DSP中使用的PFC模塊：static void mdlOutputs(SimStruct *S, int_T tid) InputRealPtrsTypeuPtrs=ssGetInputPortRealSignalPtrs(S,0); real_T*y=ssGetOutputPortRealSignal(S,0); short Is_P,Is_N,PBusVReal,NBusVReal,Vac; short Vcmp_P,Vcmp_N; /* * *uPtrs0:Is_P * *uPtrs1:PBusVReal * *uPtrs2:Vac * *uPtrs3:NBusVReal * *uPt

32、rs4:Is_N * y0=Vcmp_P; * y1=Vcmp_N; */ controller(Is_P,PBusVReal,Vac,NBusVReal,Is_N,&Vcmp_P,&Vcmp_N); y0=Vcmp_P; y1=Vcmp_N;函數(shù)mdlTerminate是在SIMULINK仿真結(jié)束時運(yùn)行的函數(shù)，在這里只是一個空函數(shù)：static void mdlTerminate(SimStruct *S)然后將controller模塊加入，使用Visual C+進(jìn)行編譯，之后就可以在SIMULINK中使用。八、 尚未解決的問題1. 電流環(huán)響應(yīng)速度問題。從理論上來說，電壓環(huán)調(diào)

33、整應(yīng)當(dāng)按照前面提到的方法進(jìn)行，然而在實(shí)際調(diào)整中發(fā)現(xiàn)，將電壓環(huán)帶寬提高后THD反而有所減小。究其原因，是由于電流環(huán)響應(yīng)速度慢導(dǎo)致的。雖然在電流環(huán)中添加預(yù)測補(bǔ)償之后可以將增益提高很多，但是由采樣得到的電流波形與Imo信號比較發(fā)現(xiàn)，電流環(huán)控制器響應(yīng)速度還是不夠快，使得電流波形在市電上升時有超調(diào)，比Imo信號要高，而在市電下降時比Imo信號要低。這樣得到的波形就會向左側(cè)偏移。而電壓環(huán)控制器輸出會使Imo信號相對于市電波形向右偏移。因此在一定程度上，增大電壓環(huán)響應(yīng)速度會使電流環(huán)誤差與電壓環(huán)誤差抵消一部分，出現(xiàn)和理論不符合的現(xiàn)象。然而這只是在特定條件下成立，根本的解決方法還是在保證穩(wěn)定的前提下提高電流環(huán)響應(yīng)速度。九、 參考文獻(xiàn)1. Todd Philip. UC3854 controlled power factor correction circuit design. Unitrode coporation, 1999.2. Dixon Lloyd. Average current mode control of