武大射頻期末試題

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上期末試題學號：76姓名：劉弋鋒班級：1102班專業(yè)：電路與系統(tǒng)1.設計一個系統(tǒng)特性阻抗為50歐姆、中心工作頻率為2.076GHz的3dB等功分耦合器，要求用集總參數(shù)及分布參數(shù)(微帶基板參數(shù)：介電常數(shù)為4.2，介質(zhì)材料厚度為1.45mm，導帶厚度為0.035mm)兩種形式實現(xiàn)。對于分布參數(shù)形式，通過編程計算及ads仿真分別3出各端口頻率響應特性；對于集總參數(shù)形式，通過ads仿真給出各端口頻率響應特性。 解：（1）分布參數(shù)實現(xiàn)由于是設計3dB的等功分耦合器，所以用分支線定向耦合器實現(xiàn)。 用ADS仿真圖1.1 ADS計算特性阻抗為50時的微帶線尺寸圖1.2 ADS計算特性阻

2、抗為50/時的微帶線尺寸用ADS計算微帶線尺寸，如圖1.1、圖1.2所示?？芍詈衔Ь€的尺寸為：特性阻抗為50時,W=2.mm，L=20.mm；特性阻抗為50/時，W=4.mm，L=19.mm。搭建仿真電路，如圖1.3所示：圖1.3 ADS搭建仿真電路進行仿真，得到插入損耗，耦合度，隔離度，駐波比VSWR的頻率特性曲線，如圖1.4所示。圖1.4 ADS仿真結果 用MATLAB編程計算給出MATLAB代碼：專心-專注-專業(yè)Z0e1=69.;Z0o1=36.;f0=2.076 ;Z0=50;f=1:0.01:4;S311=j.*(Z0e1-Z0o1).*tan(pi./2.*(f./f0)./

3、(2*50+j*(Z0e1+Z0o1).*tan(pi/2.*(f./f0) ;plot(f,20*log10(abs(S311);xlabel('Frequency(GHz)');ylabel('S31(dB)');grid;S211=2.*Z0./(Z0e1+Z0o1)./( 2.*Z0./(Z0e1+Z0o1).*cos(pi./2.*(f./f0)+j*sin(pi./2.*(f./f0);figure(2);plot(f,20*log10(abs(S211);xlabel('Frequency(GHz)');ylabel('S2

4、1(dB)');grid;figure(3)To=(Z0-Z0o1)/(Z0+Z0o1);Te=(Z0-Z0e1)/(Z0+Z0e1);Zine=Z0e1.*(sqrt(Z0o1)+j.*sqrt(Z0e1).*tan(pi/2.*(f./f0)./(sqrt(Z0e1)+j.*sqrt(Z0o1).*tan(pi/2.*(f./f0);Zino=Z0o1.*(sqrt(Z0e1)+j.*sqrt(Z0o1).*tan(pi/2.*(f./f0)./(sqrt(Z0o1)+j.*sqrt(Z0e1).*tan(pi/2.*(f./f0);V2o=Zino./(50+Zino)./(ex

5、p(-j.*pi./2.*(f./f0)+To.*exp(j.*pi./2.*(f./f0).*(1+To);V2e=Zine./(50+Zine)./(exp(-j.*pi./2.*(f./f0)+Te.*exp(j.*pi./2.*(f./f0).*(1+Te);S14=V2e-V2o;plot(f,20*log10(abs(S14);xlabel('Frequency(GHz)');ylabel('S41(dB)');grid;圖1.5、圖1.6、圖1.7分別是MATLAB仿真得到的的頻率響應曲線。圖1.5 MATLAB仿真頻率響應曲線圖1.6 MATLA

6、B仿真頻率響應曲線圖1.7 MATLAB仿真頻率響應曲線（2）集總參數(shù)實現(xiàn)設計時，需要對分布參數(shù)電路進行等效：圖1.8 分布參數(shù)與集總參數(shù)的轉化如圖1.8所示，集總參數(shù)可等效為分布參數(shù)的一個型或T型網(wǎng)絡。以型網(wǎng)絡為例，替代后的電容、電感的值可以由下面的式子計算：可見，集總參數(shù)設計主要取決于工作頻率，也就是說上述的等效只在該中心頻率兩側的較窄帶寬內(nèi)有效，但對于大部分的應用帶寬足夠了。且型網(wǎng)絡通常會表現(xiàn)出低通特性。分布參數(shù)的生成圖等效為集總參數(shù)的原理圖如圖1.9所示。圖1.9 集總參數(shù)的生成圖圖1.10 集總參數(shù)功分器仿真原理圖對于，可計算得到,。根據(jù)生成原理圖，在ADS中進行仿真，如圖1.10所

7、示。得到如圖1.11所示仿真結果：圖1.11 集總參數(shù)功分器仿真結果由圖1.11可見，圖中S11，S12，S22,S23都有一些偏移，可以通過優(yōu)化的方式解決使各項指標以中心頻率為2.076GHz的窄帶內(nèi)達到很好的仿真要求。插入損耗很小，隔離度很高，駐波比亦能滿足要求，頻率無偏差，確實呈現(xiàn)出了低通特性。2已知射頻晶體管頻率為2.076GHz時的參數(shù)為：opt=0.545，Rn=4，F(xiàn)min=1.5dB；S11=.3300，S12=0.2-600，S21=2.5-800，S22=0.2-150。先采用輸入匹配輸出不匹配方案設計噪聲系數(shù)為1.6dB、增益為8dB的放大器；在此基礎上設計輸入端駐波比不

8、大于1.4的放大器，要求兼顧噪聲系數(shù)及輸出端駐波比指標。給出噪聲系數(shù)、增益及輸出端駐波比并設計出具體匹配電路。解：先設計輸入匹配輸出不匹配的電路。由題可知，平面上的功率增益為8dB的等功率增益圓和噪聲系數(shù)為1.6dB的等噪聲系數(shù)圓如圖2.1所示：圖2.1 等功率增益圓和等噪聲系數(shù)圓取=0.27+j0.09，則。圖2.2 輸入端口匹配設計圖2.3 輸出端口匹配設計源匹配網(wǎng)絡設計如下：如圖2.2所示，在輸入端從50源阻抗出發(fā)，先串聯(lián)一個2.6nH的電感，再并聯(lián)一個23.3nH的電感就可以實現(xiàn)匹配。如圖2.3所示，在輸出端從50的負載出發(fā)，先串聯(lián)一個4.2nH的電感，再并聯(lián)一個193.8pF的電容就

9、可實現(xiàn)匹配。由課本第73頁的公式（5.62）可以得到，輸出端面駐波比為1.65，而輸入端是匹配的，輸入駐波比為1。圖2.4 等駐波比以及等噪聲系數(shù)圓為了改善輸出駐波比，使輸入端口失配，但保證輸入端面駐波比不大于1.4。由于要兼顧輸出端面駐波比也盡量小，故取輸入端面駐波比為臨界值即1.4，得到相應的等輸入駐波比圓如圖2.4所示。圖2.4圓上任意都保證駐波比滿足要求，但不同，輸出駐波比,噪聲系數(shù)及增益會變化。在等駐波比圓上移動時，輸出駐波比,噪聲系數(shù)及增益的變化如圖2.5所示。圖2.5 兼顧多指標的放大器設計從圖2.5可以看到，隨在等駐波比圓上轉一周，轉換增益增益GT為7.88(6+1.88)dB

10、保持不變。在角度取86°時，由式(5.63)可得=0.28+j0.24,輸出駐波比最小為1.42，也很接近1.4。此時噪聲系數(shù)也接近最小，為1.51。故選擇=0.28+j0.24是合適的。圖2.6 輸入端口匹配設計圖2.7 輸出端口匹配設計根據(jù)和可設計具體匹配方案。，。如圖2.6所示，在輸入端從50源阻抗出發(fā)，先串聯(lián)一個3.8nH的電感，再并聯(lián)一個334.6pF的電容就可以實現(xiàn)匹配。如圖2.7所示，在輸出端從50的負載出發(fā)，先串聯(lián)一個4.2nH的電感，再并聯(lián)一個193.4pF的電容就可實現(xiàn)匹配。3已知5.076GHz時場效應管共源極的S參量為S110.97-320，S120.0549

11、0，S214.501560，S220.59-260。設計50負載的一般共柵極振蕩器及反射型介質(zhì)諧振振蕩器。介質(zhì)諧振器的參數(shù)為Q0=5000，=7。全部匹配電路采用分布參數(shù)器件(微帶基板參數(shù)：介電常數(shù)為4.2，介質(zhì)材料厚度為1.45mm，導帶厚度為0.035mm)，并畫出兩種振蕩器|out |隨頻率變化曲線。解：將S參量轉化為Y參量：然后將Y參量轉換到共柵極模式：，計算Rollett穩(wěn)定系數(shù)確定晶體管的穩(wěn)定性：電感取值為5.5nh時，穩(wěn)定系數(shù)最小，k=-0.9997。連接電感后場效應管的S參量為：S11-1.0116+j0.0537，S12-0.2065+j0.0344，S211.9931-j0

12、.303，S221.2061-j0.1742。圖3.1為輸入輸出的穩(wěn)定性判定圓，其中藍色線是輸入穩(wěn)定性判定圓，綠色線是輸出穩(wěn)定性判定圓。圖3.1 輸入輸出穩(wěn)定性判定圓若選取，振蕩器將對負載阻抗的變化十分敏感。也就是說在的條件下，負載如果稍微偏離50則會導致振蕩器完全停振。實際選擇非?？拷闹?。若選擇，對應于源阻抗為：該源阻抗可用開路短截線實現(xiàn)，其電長度為：為了使成立，必須選擇。但由于晶體管S參量與輸出功率有關，所選擇負載阻抗的實部可以略小于。令，利用一個匹配網(wǎng)絡可以將45j0.64變換50。匹配網(wǎng)絡如圖3.2： 圖3.2 匹配電路計算可得傳輸線及短路短截線的電長度分別為96º、45&

13、#186;。對于介電常數(shù)為4.2，介質(zhì)材料厚度為1.45mm，導帶厚度為0.035mm的微帶基板，傳輸線幾何尺寸的計算結果如下：傳輸線編號電長度(角度)寬度（mm）長度（mm）TL1882.867.95TL2742.866.68TL3452.864.06TL4962.868.67圖3.3是設計結果。圖中TL2替代了串連電感；為了安裝隔直電容，TL3被分為兩段，TL3A和TL3B；由于TL5和TL6直接與50負載相連，所以其長度可為任意值。圖3.3 設計結果(1)振蕩器的設計采用反射型振蕩器的電路結構，其電路圖如圖3.4所示。電容若起隔直作用，設計的任務是確定的大小及輸出匹配電路。圖3.4 反射

14、型振蕩器電路圖為了使振蕩管的輸出反射系數(shù)盡量大，必須使盡量靠近。由諧振器等效電路的S參數(shù)：其模值已經(jīng)確定，為了接近，選擇的幅角等于的幅角。由已知條件，,于是有，即。這就是DR兩端微帶線的電長度。圖3.5 用DR構成的FET振蕩器的輸入匹配網(wǎng)絡結構圖3.5是用DR構成的FET振蕩器的輸入匹配網(wǎng)絡結構。下面求出設計輸出匹配電路的參數(shù)。為了使成立，必須選擇?？紤]晶體管S參量與輸出功率有關，所選擇負載阻抗的實部略小于。令。用ADS進行設計：設置頻率為5.076GHz（自動調(diào)整為5.08GHz），源阻抗，負載阻抗。用原件進行匹配，匹配結果如圖3.6所示。圖3.6 ADS設計匹配電路的Smith圓圖和頻率

15、響應曲線圖3.7 ADS設計匹配電路的原件參數(shù)圖3.7為匹配電路的原件參數(shù)，其中E表示電長度，Z表示特性阻抗，F(xiàn)表示頻率。(2)隨頻率變化曲線其散射參量為：把兩端的傳輸線也包括進來，令（一般情況下如此），散射參量為：圖3.8是由MATLAB得到的隨頻率變化的曲線。圖3.8 隨頻率變化的曲線4已知通信系統(tǒng)的工作頻率2.076GHz，信道帶寬為20MHz，發(fā)射及接收天線增益均為15dB，接收機整機噪聲系數(shù)為6dB，接收機正常工作的信噪比為12dB。若發(fā)射機功率管的輸出三階交調(diào)截點OIP3(不考慮功放前面電路對總三階交調(diào)截點的影響)為40dBm，功率容量Pout,1dB為31dBm，求370C時系統(tǒng)的最大通信距離。解：如圖4.1為放大器交調(diào)失真計算示意圖：圖4.1 放大器交調(diào)失真示意圖我們知道，最遠通信距離主要取決于發(fā)射功率和工作頻率，因此本題的關鍵在于找出通信距離與發(fā)射功率之間的關系。由題意可知：交調(diào)失真：若發(fā)射機發(fā)射功率為,此時的干擾信號為：從而信號從發(fā)射機出來后，有用信號功率信噪比信號經(jīng)過空間傳播衰減后到達接收機，接收機接受到的信號中有用信號功率為，噪聲功率為，其中R為傳播距離。由公式，可得，接收機的輸出信噪比為：其中，已知為12