使用功率開關(guān)提高電源效率和可靠性

1、    使用功率開關(guān)提高電源效率和可靠性摘要：實(shí)現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導(dǎo)放大器-電容(OTAC)連續(xù)時(shí)間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)和具體實(shí)現(xiàn)，使用外部可編程電路對(duì)所設(shè)計(jì)濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用ADS軟件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為126 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于05 dB，采用18 V電源，TSMC 018m CMOS工藝庫(kù)仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：Butte對(duì)于具有低輸出電壓和高輸出電流的應(yīng)用，廣泛使用電流倍增器。圖1所示為處于次級(jí)端帶有電

2、流倍增器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器，次級(jí)線圈是單端配置而輸出電感分為兩個(gè)較小的電感。為了提高總體效率，使用具有低RDS（ON）的MOSFET構(gòu)成的同步整流器（SynchronousRectifier，SR）。與傳統(tǒng)的中心抽頭式（center-tapped）配置相比，電流倍增器具有多項(xiàng)優(yōu)勢(shì)：首先，勵(lì)磁電流的DC成分小于或等于中心抽頭式配置的DC成分，因而變壓器可以使用較小的磁芯。當(dāng)每個(gè)輸出電感承擔(dān)負(fù)載電流的一半時(shí)，勵(lì)磁電流與中心抽頭式配置相似。如果輸出電感承擔(dān)的負(fù)載電流不均衡，勵(lì)磁電流就會(huì)減少。其次，次級(jí)線圈電流的平方根值（root-mean-square，RMS）小于中心抽頭式配置，這是因?yàn)閹缀?/p>

3、一半的負(fù)載電流流經(jīng)各個(gè)輸出電感。鑒于此，次級(jí)線圈的電流密度低，可以使用相同的磁芯和相同的線材規(guī)格。第三，其繞組本身較中心抽頭式方案簡(jiǎn)單，尤其值得關(guān)注的是由于變壓器線引腳數(shù)量的限制，可用于多輸出應(yīng)用。第四，可以更便利、有效地從輸出電感獲取SR 的柵極信號(hào)，由于初級(jí)線圈匝數(shù)足夠多而變壓器次級(jí)線圈匝數(shù)只有少許，可從輸出電感輕易獲取適當(dāng)?shù)臇艠O電壓，如10V和20V之間的電壓。此外，單獨(dú)的輸出電感將會(huì)減輕更大磁芯的成本負(fù)擔(dān)。鑒于上述數(shù)項(xiàng)優(yōu)勢(shì)，電流倍增器是高輸出電流應(yīng)用的最常用拓?fù)渲?。圖1. 使用電流倍增器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器。建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理如圖2所示，從供電模式2開始，由于S1開啟，Vin-

4、VCb施加到變壓器的初級(jí)端，勵(lì)磁電流im以斜率（Vin-VCb）/Lm.增加，由于SR2關(guān)斷，LO1的電流斜率就由（Vin-VCb）/n減去輸出電壓決定。另一方面，LO2的電流以斜率VO/LO2減小，這是流經(jīng)SR1的續(xù)流（free-wheeling）。當(dāng)兩個(gè)輸出電感分享負(fù)載電流時(shí)，SR1承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級(jí)繞組僅處理iLO1，因而iLO1/n是反射到變壓器初級(jí)端的電流，它在勵(lì)磁電流上疊加，構(gòu)成初級(jí)電流ipri。在實(shí)際上，由于漏電感的現(xiàn)象，所以vT2較圖2所示的數(shù)值稍低，但我們?cè)谶@一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。圖2. 建議轉(zhuǎn)換器的運(yùn)作分析。當(dāng)S1關(guān)斷，則開始模式3，由于S2的輸

5、出電容被放電，故vT1也減小，最終，當(dāng)S2輸出電容電壓等于VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱恪Ｍ瑫r(shí)，由于SR2的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導(dǎo)通。然后，兩個(gè)SR在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。S2的體二極管在S2的輸出電容和S1的輸出電容完全放電后導(dǎo)通，由于兩個(gè)SR均導(dǎo)通，iLO1和iLO2均為續(xù)流，斜率分別為VO/LO1和VO/LO2，而vT1和vT2均為零。由于VCb僅僅施加在漏電感上，它引起初級(jí)電流的極性快速變化。在S2的體二極管導(dǎo)通后S2開啟，從而實(shí)現(xiàn)S2的ZVS運(yùn)作，這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為：         

6、                  （1）模式4是另一個(gè)充電模式，在各個(gè)SR之間的換向結(jié)束時(shí)開始，在變壓器初級(jí)端施加的電壓為VCb，因而勵(lì)磁電流以斜率VCb/Lm減少，iLO2的斜率為（VCb/n-VO）/LO2。其它的電感電流是通過(guò)SR2的續(xù)流?？蓮膱D2看出，由于異相（out-of-phase）作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。當(dāng)S2關(guān)斷，

7、模式1作為另一個(gè)重建模式而開始，模式1的運(yùn)作原理幾乎與模式3相同，只有ZVS狀況例外。在模式1中，當(dāng)S1的輸出電容電壓等于Vin-VCb的瞬間，vT1成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感LO2上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級(jí)端，有助于實(shí)現(xiàn)開關(guān)的ZVS運(yùn)作。與此相反，存儲(chǔ)在漏電感中的能量?jī)H在這個(gè)瞬間之后對(duì)輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的ZVS運(yùn)作較S2更為穩(wěn)固，因?yàn)橥ǔin-VCb高于VCb，除此之外，可以與模式3相同的方式進(jìn)行分析，模式1的延續(xù)時(shí)間為：            

8、          （2）使用公式（1）和（2）詳細(xì)計(jì)算輸出電壓：          （3）VSR是SR 處于充電模式時(shí)MOSFET兩端的電壓。im的DC和紋波成分可從下式獲得：                  （4） （5）這里，ILO

9、1和ILO2是輸出電感電流的DC成分。設(shè)計(jì)示例和實(shí)驗(yàn)結(jié)果在本節(jié)中討論一個(gè)設(shè)計(jì)示例，目標(biāo)系統(tǒng)是輸出電壓為12V和輸出負(fù)載電流為30A的PC電源，由于輸入通常來(lái)自功率因數(shù)校正（PFC）電路，輸入電壓的范圍并不寬泛，目標(biāo)規(guī)范如下：Ø       標(biāo)稱輸入電壓：390VDCØ       輸入電壓范圍：370VDC 410VDCØ       輸出電壓：12VØ  

10、     輸出電流：30AØ       開關(guān)頻率：100kHz圖3所示為參考設(shè)計(jì)的完整原理圖，變壓器的電氣特性如表1所示。圖3. 360 W PC電源的設(shè)計(jì)示例（12V，30A）。表I. 所設(shè)計(jì)變壓器的電氣特性。 引腳規(guī)范注解勵(lì)磁電感（Lm）1-8600uH（典型值）（600uH ± 5%）100kHz，1V所有其它引腳斷開漏電感（Llk）1-820uH ± 10%100kHz，1V所有其它引腳短路圖4和圖5所示為轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱輸入和全負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)波形。S1的柵極信號(hào)，主變壓器的初級(jí)端和次級(jí)端的電壓和初級(jí)端電流如圖4所示。請(qǐng)留意這些波形與理論分析很好地吻合，包括ZVS運(yùn)作。輸出電感電流和SR 的電流如圖5所示，由于占空比和寄生組件，輸出電感電流是不均衡的，這意味著平均勵(lì)磁電流小于中心抽頭式配置。圖4. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果I.圖5. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果II。圖6所示為不同負(fù)載情況下的ZVS運(yùn)作，顯示了低側(cè)開關(guān)的漏極電壓和柵極信號(hào)，轉(zhuǎn)換器在負(fù)載低至30