填谷濾波變頻式返馳轉(zhuǎn)換器

1、填谷濾波變頻式返馳轉(zhuǎn)換器Valley-Fill Filter Flyback Converter withVariable Frequency Control摘要傳統(tǒng)使用二極體與電容整流濾波得到直流鏈電壓之電子設(shè)備，其輸入電源之電流含有大量電流諧波，導(dǎo)致功率因數(shù)降低、線電壓失真與雜訊干擾等問(wèn)題。為提昇功率因數(shù)與降低電流諧波，一般均於橋式整流器後加入功因修正電路，並經(jīng)由後級(jí)穩(wěn)壓器降壓與穩(wěn)壓，提供負(fù)載較穩(wěn)定的直流電源。屬被動(dòng)式功因修正電路之填谷濾波器，其直流鏈電壓漣波較大，造成後級(jí)穩(wěn)壓器之輸出含有低頻電壓漣波，為減少低頻電壓漣波，本文應(yīng)用變頻控制於後級(jí)返馳式轉(zhuǎn)換器，可降低輸出低頻電壓漣波，且輸入電

2、流諧波量可符合IEC 1000-3-2 Class A 之規(guī)範(fàn)。第一章緒論1.1 研究背景與目的傳統(tǒng)電子設(shè)備之電源，利用二極體整流電路或矽控整流電路，將公共電力系統(tǒng)的交流電源轉(zhuǎn)換成直流電壓，並經(jīng)由並聯(lián)大容量電容之方式，降低直流鏈(DC Bus)電壓的漣波成份，以提供後級(jí)電壓轉(zhuǎn)換器較穩(wěn)定的直流鏈電壓。不過(guò)此電路之整流二極體僅在交流電源電壓高於直流鏈電壓時(shí)才導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)間很短，交流輸入電流為一脈衝電流，電流失真程度相當(dāng)大且含有大量諧波成分，造成功率因數(shù)降低、線電壓失真與電磁干擾等問(wèn)題，嚴(yán)重污染公共電力系統(tǒng)。隨著電機(jī)與電子設(shè)備之普及，諸多要求電機(jī)與電子設(shè)備特性之規(guī)範(fàn)遂被制定，以避免公共電力系統(tǒng)被污染

3、，同時(shí)減少對(duì)周?chē)渌娮釉O(shè)備之影響。為了改善上述傳統(tǒng)整流濾波方式之缺點(diǎn)，遂發(fā)展出各種功因修正電路(Power Factor Correction Circuits)，一般可分為被動(dòng)式(Passive)功因修正電路與主動(dòng)式(Active)功因修正電路。被動(dòng)式功因修正電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、價(jià)格低廉之優(yōu)點(diǎn)，但其工作頻率與電源相同，被動(dòng)元件的體積大、重量重，且須針對(duì)特定輸入電壓和負(fù)載條件來(lái)設(shè)計(jì)。主動(dòng)式功因修正電路即是一個(gè)交/直流轉(zhuǎn)換器，其連接在橋式整流器之後，可提供後級(jí)較穩(wěn)定的直流鏈電壓，使後級(jí)的電壓轉(zhuǎn)換器可提供負(fù)載良好的響應(yīng)。主動(dòng)式功因修正電路係利用功率開(kāi)關(guān)之高頻切換，使交流輸入電流追隨交流輸入電壓，以

4、得到一個(gè)接近正弦波形且同相位的輸入電流，進(jìn)而提昇功率因數(shù)，降低電流諧波，其所使用的控制方法有不連續(xù)導(dǎo)通模式控制法(Discontinuous Conduction Mode Control) 、臨界電流控制法(CriticalBoundary Current Control)、磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control) 、峰值電流控制法(Peak Current Control)及平均電流控制法(Average CurrentControl)等，其中不連續(xù)導(dǎo)通模式控制法較其他控制法容易達(dá)成，只要將電感器設(shè)計(jì)在不連續(xù)導(dǎo)通模式，電感電流即會(huì)自動(dòng)追隨輸入電壓，而成為正弦波

5、形並且與市電同相位的輸入電流，故又稱(chēng)為電壓隨耦法(VoltageFollower Control) 。由於功因修正電路之輸出電壓較高，兼且上述之控制策略皆是以提昇功因?yàn)槭滓?，難以同時(shí)兼顧輸出電壓的調(diào)整，故主動(dòng)式功因修正電路的輸出電壓，含有兩倍電源頻率的低頻電壓漣波，無(wú)法直接提供給負(fù)載，所以通常會(huì)再加一級(jí)直流/直流轉(zhuǎn)換器，同時(shí)達(dá)到降壓與減少低頻電壓漣波，以提供負(fù)載良好的直流電壓。使用主動(dòng)式功因修正電路的系統(tǒng)會(huì)由原來(lái)的單級(jí)增加為兩級(jí)，將增加一次的能量轉(zhuǎn)換過(guò)程與一個(gè)控制電路，造成整體效率的降低與增加成本、體積與電路複雜度。有許多文獻(xiàn)報(bào)告已發(fā)表出把兩級(jí)合而為一，並共同使用一個(gè)主動(dòng)開(kāi)關(guān)的單級(jí)高功因轉(zhuǎn)換器

6、1-3，此種架構(gòu)之控制策略必須同時(shí)兼顧輸入電流控制與輸出電壓調(diào)整，所以共用之主動(dòng)開(kāi)關(guān)的前級(jí)PFC 電路，在工作條件和參數(shù)設(shè)計(jì)上，均與後級(jí)的直流/直流轉(zhuǎn)換器存在著相依的性質(zhì)，使得系統(tǒng)在某些限制條件下，才能同時(shí)兼顧輸入功因修正與輸出快速穩(wěn)壓之目的。單級(jí)高功因轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)，通常是一個(gè)以功因修正為主要功能的單元(PFC Cell)，典型的如昇壓型、降昇壓型 等，串聯(lián)整合一隔離型的直流/直流轉(zhuǎn)換器單元(DC/DC Cell)，如返馳型、順向型、半橋 等。輸入電流的波形端看功因修正單元之架構(gòu)與控制方法來(lái)決定，通常將功因修正單元的工作模式設(shè)計(jì)在不連續(xù)導(dǎo)通模式，以電壓隨耦法來(lái)讓功因修正單元自動(dòng)達(dá)到功因修正的功

7、能。如以昇壓型為前級(jí)4-7，可得到接近正弦的輸入電流波形，並接近單位功因之性能，主要缺點(diǎn)為直流鏈電壓須高於交流輸入電壓之峰值。以降昇壓型為前級(jí)8-10，亦可得到接近正弦波形輸入電流，並接近單位功因之性能，且直流鏈電壓不需高於交流輸入電壓之峰值，主要缺點(diǎn)為效率較低。利用耦合電感增加整流二極體導(dǎo)通時(shí)間的方法11-15，以及將功因修正單元並聯(lián)直流/直流轉(zhuǎn)換器單元之方式16-21，輸入電流均為非正弦波形，此種方式之功率因數(shù)較差，故須考量輸入電流諧波量能否符合相關(guān)規(guī)範(fàn)，如IEC 1000-3-2。上述之電路架構(gòu)，功因修正單元無(wú)論是否有與後級(jí)的直流/直流轉(zhuǎn)換器單元作整合，功因修正單元均會(huì)提供一穩(wěn)定的直流鏈

8、電壓于後級(jí)的直流/直流轉(zhuǎn)換器單元。本文所使用之主電路架構(gòu)為填谷濾波器(Valley-FillFilter)與返馳式轉(zhuǎn)換器所構(gòu)成之交/直流轉(zhuǎn)換器，屬被動(dòng)式功因修正電路填谷濾波器，其直流鏈電壓漣波較大，造成返馳式轉(zhuǎn)換器之輸出含有低頻電壓漣波，為減少低頻電壓漣波，本文應(yīng)用變頻控制(Variable FrequencyControl)返馳式轉(zhuǎn)換器，製作一輸入電壓110Vrms，輸出電壓24V，輸出功率60W 之轉(zhuǎn)換器，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，輸出低頻電壓漣波可降低至0.285%，且輸入電流諧波量可符合IEC 1000-3-2 Class A 之規(guī)範(fàn)。第二章填谷濾波器與返馳式轉(zhuǎn)換器本章先闡述填谷濾波器與返馳式轉(zhuǎn)換

9、器之工作原理與高功因特性，然後介紹IEC 1000-3-2 諧波限制規(guī)範(fàn)，詳細(xì)內(nèi)容如以下各節(jié)所述。2.1 填谷濾波器工作原理22,23填谷濾波器為被動(dòng)式功因修正電路的一種，由濾波電容C1 與C2，二極體D5、D6和D7 所組成，如圖2.1 所示。其原理係因電容器充電路徑與放電路徑的不同，改變橋式整流器之導(dǎo)通時(shí)間，橋式整流器在交流輸入電壓小於其二分之一峰值時(shí)不導(dǎo)通，只要交流輸入電壓大於其二分之一峰值，橋式整流器均處導(dǎo)通狀態(tài)，導(dǎo)通時(shí)間增長(zhǎng)，可提升交流電源的功率因數(shù)至0.9 以上。填谷濾波器之動(dòng)作原理可分為三個(gè)工作模式，各模式之波形如圖2.2所示，電壓、電流與二極體之狀態(tài)彙整如表2.1 所示。下列敘

10、述中，C1和C2 為相同容值的電容器，Vcp 為C1 和C2 並聯(lián)連接的電壓，Vcp=VC1=VC2；Vcs 為C1和C2串聯(lián)連接的電壓，Vcs= VC1+VC2，假設(shè)電路已達(dá)穩(wěn)態(tài)，且填谷濾波器之負(fù)載為一純電阻，各模式之說(shuō)明詳述如下。模式I:交流輸入電壓|Vin(t)|小於並聯(lián)電容電壓Vcp，橋式整流二極體D1、D2、D3、D4 與二極體D7截止，所以線電流Iin(t)為零，僅有D5和D6導(dǎo)通，電容C1 與C2 經(jīng)D5 和D6以並聯(lián)放電方式供應(yīng)負(fù)載所需的能量，此時(shí)填谷波器之輸出電壓Vd 等於並聯(lián)電容電壓Vcp，等效電路如圖2.3 所示。模式II: 交流輸入電壓|Vin(t)|大於並聯(lián)電容電壓V

11、cp，但小於串聯(lián)電容電壓Vcs，二極體D5、D6、D7 截止，所以電容C1與C2停止放電，橋式整流二極體D1和D4 導(dǎo)通，交流電源負(fù)半週時(shí)為D2和D3 導(dǎo)通，此時(shí)由交流電源供應(yīng)負(fù)載所需的能量，線電流Iin(t)等於負(fù)載電流，填谷濾波器之輸出電壓Vd 等於交流輸入電壓|Vin(t)|，等效電路如圖2.4 所示。模式III: 交流輸入電壓|Vin(t)|大於串聯(lián)電容電壓Vcs，二極體D7 導(dǎo)通，橋式整流二極體D1 和D4(或D2和D3)持續(xù)導(dǎo)通，二極體D5 和D6 仍為截止?fàn)顟B(tài)，交流電源經(jīng)由D7 對(duì)C1 與C2 充電，並同時(shí)供應(yīng)負(fù)載所需的能量，線電流Iin(t)等於C1 與C2之充電電流加負(fù)載電流

12、，填谷濾波器之輸出電壓Vd 仍等於交流輸入電壓|Vin(t)|，等效電路如圖2.5 所示。2.2 返馳式轉(zhuǎn)換器工作原理 返馳式轉(zhuǎn)換器為隔離型的降昇壓式轉(zhuǎn)換器，提供輸入/輸出之隔離，一般應(yīng)用在中低功率的場(chǎng)合中，其電路結(jié)構(gòu)包含返馳變壓器T1，功率開(kāi)關(guān)Q，輸出二極體Do，如圖2.6 所示。若其操作於不連續(xù)導(dǎo)通模式，工作原理可分為三個(gè)模式，主要電流波形如圖2.7 所示。模式I: 當(dāng)功率開(kāi)關(guān)Q 導(dǎo)通，變壓器初級(jí)側(cè)磁化電感Lp 上會(huì)有電流流過(guò)，此時(shí)能量會(huì)儲(chǔ)存於變壓器之氣隙中，不過(guò)由於變壓器初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)極性相反，因此，輸出二極體Do為逆向偏壓，此時(shí)沒(méi)有能量轉(zhuǎn)移至負(fù)載，負(fù)載所需之能量由輸出電容Co來(lái)提供，其

13、等效電路如圖2.8 所示。模式II: 當(dāng)功率開(kāi)關(guān) Q 截止時(shí)，變壓器初級(jí)側(cè)繞組上的極性反轉(zhuǎn)，使得輸出二極體Do 導(dǎo)通，磁化電流轉(zhuǎn)移至次級(jí)側(cè)，原來(lái)儲(chǔ)存於變壓器氣隙中的能量會(huì)經(jīng)由輸出二極體Do，傳送至輸出電容Co與負(fù)載，等效電路如圖2.9所示。圖 2.9 不連續(xù)導(dǎo)通模式返馳式轉(zhuǎn)換器工作模式之等效電路模式III: 功率開(kāi)關(guān) Q 仍保持截止?fàn)顟B(tài)，磁化電感能量已完全釋放，輸出二極體Do 截止，次級(jí)側(cè)電流降為零，此時(shí)由輸出電容Co提供能量予負(fù)載，其等效電路如圖2.10 所示。2.3 單級(jí)返馳式高功因轉(zhuǎn)換器特性25 單級(jí)返馳式轉(zhuǎn)換器若操作在不連續(xù)導(dǎo)通模式，且責(zé)任週期於電源週期內(nèi)維持固定，即可使輸入電流追隨市

14、電電壓成為同相位的正弦波形，得到高功因低諧波之要求，圖2.11 為單級(jí)返馳式高功因交/直流轉(zhuǎn)換器。輸入電壓Vd 為市電整流後的電壓Vpk| sinwt |，若系統(tǒng)切換頻率fs 遠(yuǎn)大於交流電源頻率，則在每一切換週期中，可視Vd(t)為定值，則每一切換週期之T1 初級(jí)側(cè)電感電流為其中 LP 為T(mén)1 初級(jí)側(cè)電感量，D 為責(zé)任週期，fs 為切換頻率。每一切換週期平均電感電流為：輸入電流Iin(t)為： 由(2.1)及(2.2)式可知，在電源週期內(nèi)，若切換頻率與責(zé)任週期均保持固定，則返馳式轉(zhuǎn)換器初級(jí)側(cè)每一切換週期之平均電感電流，將會(huì)追隨電源電壓成為同相位之正弦波形，得到高功因，如圖2.12 所示。則返馳

15、式轉(zhuǎn)換器每一切換週期之輸入功率為：於 1/2 電源週期內(nèi)之平均輸入功率為： 其中，TL 為電源週期。假設(shè)系統(tǒng)無(wú)損失，平均輸入功率Pd,avg 等於輸出率Po，由(2.4)式可知，返馳式轉(zhuǎn)換器之輸入功率隨Vd(t)變化，其與輸出低頻電壓漣波之關(guān)係如圖2.13 所示。 當(dāng)輸入功率 Pd(t)大於負(fù)載所需功率Po時(shí)，輸出電壓Vo 上升，並對(duì)輸出電容Co 儲(chǔ)能；當(dāng)輸入功率Pd(t)小於負(fù)載所需功率Po時(shí)，輸出電壓Vo下降，此時(shí)由輸出電容Co提供負(fù)載能量。因此，隨著電源電壓而變化之輸入功率Pd(t)，為造成輸出低頻電壓漣波的主要原因。2.4 諧波限制規(guī)範(fàn)26,27 當(dāng)各種電子設(shè)備與供電系統(tǒng)連接時(shí)，若該設(shè)

16、備之電源電流，因受整流電路、相位控制電路以及非線性負(fù)載電路等之影響，並非與電源同為正弦波型，而有高諧波電流產(chǎn)生，此類(lèi)高諧波對(duì)供電系統(tǒng)以及其所連接之設(shè)備之操作與使用壽命，均有不良影響。因此國(guó)際之間訂有抑制高諧波產(chǎn)生的規(guī)格與限制，國(guó)際電工標(biāo)準(zhǔn)委員會(huì)(International ElectrotechnicalCommission,IEC)訂定有關(guān)於高諧波之抑制規(guī)格以及其相關(guān)技術(shù)的準(zhǔn)則。IEC 1000-3-2 為討論注入公共電力系統(tǒng)之電流諧波量的限制，此規(guī)範(fàn)詳述了由待測(cè)設(shè)備所產(chǎn)生之輸入電流諧波成分之限制值，主要應(yīng)用於每相輸入電流最高16A(含)以下之電機(jī)與電子設(shè)備，並依設(shè)備之使用時(shí)間、同時(shí)使用程度

17、及電流波形之類(lèi)似程度等因素為考量，將設(shè)備作AD 之分 類(lèi)，分類(lèi)流程圖如圖2.14 所示，而各類(lèi)設(shè)備之電流諧波放射量須符合相對(duì)應(yīng)的諧波限制值，如表2.22.4 所示。 A 類(lèi)：平衡式三相設(shè)備和下列分類(lèi)以外之所有其他設(shè)備。 B 類(lèi)：攜帶型工具。 C 類(lèi)：照明設(shè)備，包含調(diào)光裝置。 D 類(lèi)：具有如圖2.15 所定義之輸入電流特殊波形，且輸入功率P 600W 之設(shè)備。 D 類(lèi)設(shè)備所定義之特殊電流波形，係指設(shè)備輸入電流於各個(gè)半線週期之波形，其峰值設(shè)為1，且中心線M 對(duì)應(yīng)輸入電流之峰值，依圖2.15之定義畫(huà)出包絡(luò)線，若輸入電流波形至少95%於所定義之包絡(luò)線內(nèi)，則歸類(lèi)為D 類(lèi)設(shè)備；這意指落在包絡(luò)線之外的部分若

18、小於5%，仍歸類(lèi)為D類(lèi)設(shè)備。第三章填谷濾波變頻式返馳轉(zhuǎn)換器 變頻式返馳轉(zhuǎn)換器之頻率變化範(fàn)圍是依據(jù)輸入電壓而變化，與填谷濾波器整合後，輸入電壓限制在峰值與二分之一峰值之間，使頻率變化範(fàn)圍縮小，雖然填谷濾波器與變頻式返馳轉(zhuǎn)換器整合電路，使輸出低頻電壓漣波可得到有效的抑制，然而輸入電源端已無(wú)法達(dá)到高功因，但輸入電流的諧波放射量仍能符合IEC 1000-3-2 Class A 之規(guī)範(fàn)。本章先推導(dǎo)出可使返馳式轉(zhuǎn)換器每一切換週期均能維持恆定輸入功率之變頻法則，然後分析填谷濾波變頻式返馳轉(zhuǎn)換器之工作原理，並推導(dǎo)變頻式返馳轉(zhuǎn)換器工作於不連續(xù)導(dǎo)通模式之邊界條件。3.1 主電路架構(gòu)簡(jiǎn)介 本文之主電路架構(gòu)為填谷濾波

19、器與變頻式返馳轉(zhuǎn)換器之整合電路，如圖3.1 所示，包含由整流二極體D1、D2、D3 和D4 組成之橋式整流器；由C1、C2、D5、D6、D7 組成之填谷濾波器；由返馳式變壓器T1、功率開(kāi)關(guān)Q 及二極體D8 組成之返馳式轉(zhuǎn)換器，主電路之動(dòng)作原理與分析詳述於以下各節(jié)。3.2 返馳式轉(zhuǎn)換器之變頻法則 由第二章討論可知，因輸入功率之變化，導(dǎo)致返馳式轉(zhuǎn)換器之輸出電壓產(chǎn)生低頻電壓漣波。由(2.4)式可得知，返馳式轉(zhuǎn)換器之輸入功率是由責(zé)任週期D 與切換頻率fs 所控制，本文提出的方法為，在整個(gè)電源週期內(nèi)，責(zé)任週期D 固定之下，以改變切換頻率fs 的方式使每一切換週期之輸入功率均相等，進(jìn)而使返馳式轉(zhuǎn)換器之輸入

20、功率在任何時(shí)刻均維持定值。今假設(shè)，系統(tǒng)的切換頻率為可變頻率fv，重新令(2.4)式輸入功率Pd(t)的切換頻率fs為fv，令輸入功率Pd(t)等於平均輸入功率Pd,avg(t)，即可得到當(dāng)輸入功率Pd(t)隨Vd(t)變化時(shí)，可變頻率fv(t)須如何相對(duì)變化，才能使輸入功率Pd(t)維持定值，令(2.4)、(2.5)式相等，則可變頻率fv(t)與輸入電壓Vd(t)之關(guān)係式如下：其中： Mp(t)為輸入電壓與其峰值的比，故令Mp(t)為峰值電壓比，由(3.1)與(3.2)式可得知，可變頻率fv(t)是由輸入電壓Vd(t)所控制，與負(fù)載大小無(wú)關(guān)，即是fv(t)會(huì)隨輸入電壓而變化，使返馳式轉(zhuǎn)換器在每

21、一切換週期均能傳送相同的能量，而當(dāng)負(fù)載有所變動(dòng)時(shí)，則須調(diào)變責(zé)任週期D 來(lái)改變每一切換週期所傳送的能量，以穩(wěn)定輸出電壓。當(dāng)Vd(t) = Vpk| sin? t |時(shí)，fv(t)之變化範(fàn)圍如圖3.2(a)所示，加入填谷濾波器後，fv(t)之變化範(fàn)圍如圖3.2(b)所示。3.3 主電路控制架構(gòu)3.3.1 控制架構(gòu)簡(jiǎn)介 本文所提之控制方法如圖 3.6 所示，主要由PWM控制器與變頻控制電路所組成， PWM IC 使用電壓控制模式的SG3525A，偵測(cè)迴授電壓調(diào)變功率開(kāi)關(guān)Q 之責(zé)任週期，而變頻控制電路是偵測(cè)直流鏈電壓來(lái)產(chǎn)生變頻信號(hào)，以改變SG3525A 的工作頻率。 變頻控制電路設(shè)計(jì) 變頻控制電路之目

22、的是產(chǎn)生控制訊號(hào) Vf，使(3.39)式工作頻率f2之變化能符合(3.1)式系統(tǒng)頻率fv 之變化，達(dá)到使f2=fv。由(3.39)式可知，當(dāng)Vf等於零，可得f2,max=f1；由(3.1)式可知，當(dāng)Mp 等於1，可得fv,max=2fs，由於f2,max= fv,max，所以f1=2fs，令(3.1)與(3.39)式相等，並將f1=2fs代入，可求得控制訊號(hào)Vf： 變頻控制訊號(hào) Vf 必須符合(3.40)式，才能使SG3525A 的工作頻率符合(3.1)式，Mp(t)可經(jīng)由偵測(cè)填谷濾波器直流鏈電壓Vd(t)來(lái)得到。變頻控制電路如圖3.10 所示，主要由除法器、乘法器與運(yùn)算放大器組成，動(dòng)作原理如

23、下所述。第四章結(jié)論與未來(lái)研究方向4.1 結(jié)論 本文之主電路架構(gòu)是以被動(dòng)式功因修正電路填谷濾波器為前級(jí)，後級(jí)則以返馳式轉(zhuǎn)換器降壓與穩(wěn)壓。填谷濾波器之直流鏈電壓漣波較大造成返馳式轉(zhuǎn)換器之輸出含有低頻電壓漣波，為減少低頻電壓漣波，本文推導(dǎo)返馳式轉(zhuǎn)換器每一切換週期均可維持恆定輸入功率之變頻法則，在傳統(tǒng)的電壓回授脈波寬度調(diào)變控制下，增加一組偵測(cè)直流鏈電壓的前饋?zhàn)冾l控制電路，藉以改變返馳式轉(zhuǎn)換器之切換頻率，使切換頻率可隨輸入電壓作相對(duì)應(yīng)的變化，達(dá)到每一切換週期均可維持恆定輸入功率之目的，進(jìn)而降低低頻電壓漣波。 本文實(shí)現(xiàn)一輸入電壓 110Vrms，輸出電壓24V，輸出功率60W 之填谷濾波變頻式返馳轉(zhuǎn)換器，

24、由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，應(yīng)用變頻控制法後，可有效減少低頻電壓漣波，滿(mǎn)載輸出低頻電壓漣波為68.5mV，佔(zhàn)輸出電壓的0.285%，相同測(cè)試條件下，一般定頻控制之輸出低頻電壓漣波則是625mV，佔(zhàn)輸出電壓的2.6%。一般定頻控制須以加大輸出電容之方式來(lái)減少低頻電壓漣波，而應(yīng)用變頻控制法則可減少輸出電容量，不過(guò)會(huì)增加一組變頻控制電路，由於變頻控制法主要是針對(duì)降低輸出低頻電壓漣波，缺點(diǎn)是會(huì)導(dǎo)致功率因數(shù)降低與增加輸入電流THD，不過(guò)輸入電流諧波量仍能符合IEC 1000-3-2 Class A 之規(guī)範(fàn)。4.2 未來(lái)研究方向 本文所提之方法已由實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)其可行性，為使系統(tǒng)特性與功能更瑧完善，提出下列未來(lái)研究工作

25、。(1)暫態(tài)響應(yīng)改善 由於本文所提之方法是建立在固定責(zé)任週期之下，而為使責(zé)任週期可保持固定，造成當(dāng)負(fù)載快速變動(dòng)時(shí)的暫態(tài)響應(yīng)較差，未來(lái)擬加入改善暫態(tài)響應(yīng)之方法。(2)變頻控制法之改善 由於變頻式返馳轉(zhuǎn)換器是操作在不連續(xù)導(dǎo)通模式，返馳變壓器的利用率降低，功率密度低，且功率元件上之電流應(yīng)力高，未來(lái)擬進(jìn)一步改善變頻控制法，使轉(zhuǎn)換器可操作於連續(xù)導(dǎo)通模式。參考文獻(xiàn)1 R. Redl, L. Balogh, and N. O. Sokal, “A new family of single-stage isolated power-factor correctors with fast regulation

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