放大電路的頻率特性PPT課件

1、11.幅頻特性和相頻特性 由于電抗性元件的作用，使正弦波信號通過放大電路時，不僅信號的幅度得到放大，而且還將產(chǎn)生一個相位移。此時，電壓放大倍數(shù)可表示如下： uu 其中幅度A u和相角都是頻率的函數(shù)，分別稱為放大電路的幅頻特性和相頻特性。一個典型的單管共射放大電路的幅頻特性圖和相頻特性圖分別如圖2.49(a)和(b)所示。 圖2.49 單管共射放大電路的頻率特性(a)幅頻特性 (b)相頻特性第1頁/共23頁22.下限頻率、上限頻率和通頻帶 由圖2.49可見，在中頻范圍內(nèi)，放大電路的電壓放大倍數(shù)的幅值基本不變，相角大致等于180。而當(dāng)頻率降低或升高時，電壓放大倍數(shù)的幅值都將減小，同時產(chǎn)生超前或滯后

2、的附加相位移。 通常將中頻段的電壓放大倍數(shù)稱為中頻電壓放大倍數(shù)AUM，并定義當(dāng)電壓放大倍數(shù)下降到0.707AUM 時所對應(yīng)的低頻率點(diǎn)和高頻率點(diǎn)分別稱為放大電路的下限頻率fL和上限頻率fH，二者之間的頻率范圍稱為通頻帶帶寬BW（如圖2.47所示），即 UM21即BW LHff第2頁/共23頁33. 頻率失真 由于放大電路的通頻帶帶寬有一定限制，因此對于不同頻率的輸入信號，可能放大倍數(shù)的幅值不同，相移也不同。當(dāng)輸入信號包含多次諧波時，經(jīng)過放大以后，輸出波形將產(chǎn)生失真，這種失真是由于放大電路的頻響特性造成的，因此稱作頻率失真。它是由于線性電抗元件引起的，又稱線性失真。它可以分為幅度失真和相位失真。如

3、圖2.50（a）所示, 由于對兩個諧波成分的放大倍數(shù)的幅值不同而引起的失真，稱幅度失真；如圖2.50（b）所示, 圖2.50 頻率失真 (a)幅頻失真 (b)相頻失真 第3頁/共23頁4圖251高通電路及其頻率響應(yīng) 在圖251(a)所示高通電路中，設(shè)輸出電壓與輸入電壓之比為 ，則 uARCjCjRRUUAiou 1111 4. 高通電路第4頁/共23頁5 式中為輸入信號的角頻率，RC為回路的時間常數(shù)，令 , 則 11 RCLRCfLL 21212 ffjjffjALLLu111111因此將 用其幅值與相角表示，得出：uAffffALLuarctan11|2第5頁/共23頁6圖252低通電路及頻

4、率響應(yīng)圖252 (a)所示為低通電路，輸出電壓與輸入電壓之比：RCjCjRCjUUAiou 111 5. 低通電路第6頁/共23頁7回路的時間常數(shù)= RC ，令 ，則 1 HRCfHH21212HHuffjjA 1111 可得將 用其幅值與相角表示，得出uA HHuffffAarctan11|2 第7頁/共23頁8圖253高通電路和低通電路的波特圖 在研究放大電路的頻率響應(yīng)時，輸入信號(即加在放大電路輸入端的測試信號)的頻率范圍常常設(shè)置在幾赫到上百兆赫，甚至更寬；而放大電路的放大倍數(shù)可從幾倍到上百萬倍；為了在同一坐標(biāo)系中表示如此寬的變化范圍，在畫頻率特性曲線時常采用對數(shù)坐標(biāo)，稱為波特圖。4.

5、高通電路、低通電路的波特圖第8頁/共23頁9 波特圖由對數(shù)幅頻特性和對數(shù)相頻特性兩部分組成，它們的橫軸采用對數(shù)刻度 lg f ，幅頻特性的縱軸采用 ，單位是分貝(dB)；相頻特性的縱軸仍用（0)表示。這樣不但開闊了視野，而且還將放大倍數(shù)的乘除運(yùn)算轉(zhuǎn)換成加減運(yùn)算。|lg20uA高通電路的對數(shù)幅頻特性為： 21lg20|lg20ffALu低通電路的對數(shù)幅頻特性為： 21lg20|lg20 HuffA第9頁/共23頁10 三極管的頻率特性 在中頻時，一般認(rèn)為三極管的共射電流放大系數(shù) 是一個常數(shù)。但當(dāng)頻率升高時，由于三極管存在極間電容，因此三極管的電流放大作用將被削弱，所以電流放大系數(shù)是頻率的函數(shù)，可

6、以表示如下： ffj10其中 是三極管低頻時的共射極電流放大系數(shù)； 為三極管的值下降至 時的頻率。即可表示成： 0f021201|ffffarctg和則有：201lg20lg20|lg20ff畫幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)的波特圖如下圖：第10頁/共23頁11 的波特圖 1. 共射截止頻率f一般將 值下降到 時的頻率定義為三極管的共射極截止頻率，用符號 表示。 |0021707.0即f第11頁/共23頁122. 特征頻率fTTf一般以 值下降為1時的頻率定義為三極管的特征頻率，用符號 表示。當(dāng) 時， ， ，所以 的對數(shù)幅頻特性與橫坐標(biāo)軸交點(diǎn)處的頻率即是 。 |Tff 1|0|lg20Tf由于通常 1ff

7、T可計算得到 ffT0 上式表明，一個三極管的特征頻率 與其共射截止頻率 二者之間是互相有關(guān)的，而且 比 高的多，大約是 的 倍。 TffTfff03. 共基截止頻率f顯然，考慮到三極管的極間電容后，其共基電流放大系數(shù)也將是頻率的函數(shù)，此時可表示為 ffj10第12頁/共23頁13 通常將 值下降為低頻時 的0.707倍時的頻率定義為共基截止頻率，用符號 表示。 |0f 通常將 值下降為低頻時 的0.707倍時的頻率定義為共基截止頻率，用符號 表示。 |0f因?yàn)?所以ffjffjffj)1 (1111100000則有0001ff)1 (0以及 可見， 比 高得多，等于 的 倍。由此可以理解，與

8、共射組態(tài)相比，共基組態(tài)的頻率響應(yīng)比較好。 fff)1 (0 綜上所述，可知三極管的三個頻率參數(shù)不是獨(dú)立的，而是互相有關(guān)，三者的數(shù)值大小符合以下關(guān)系： fffT第13頁/共23頁14 單管共射放大電路的頻率響應(yīng)1. 頻率響應(yīng)的定性分析 在阻容耦合單管共射放大電路的輸入端加上不同頻率的正弦信號后，其頻率響應(yīng)的電路圖如圖2.50所示。當(dāng)信號頻率不同時，電壓放大倍數(shù)的模和相角也將不同，主要原因是放大電路中存在電抗性元件，如隔直電容C1等；另外，三極管本身也存在寄生極間電容，如圖2.50所示。這些電容在不同的頻段，對放大倍數(shù)的影響如下： RL C2 圖2.50 放大電路中的電抗性元件 (1) 在中頻段，

9、電路中各種電容的影響均可忽略，因此電壓放大倍數(shù)基本上不隨頻率變化。由于單管共射放大電路的倒相作用，故輸出電壓與輸入電壓間的相差等于180。 第14頁/共23頁15(2) 在低頻段，由于頻率降低，使電容的容抗增大。此時，并聯(lián)在三極管的發(fā)射結(jié)和集電結(jié)上的極間電容的作用可以忽略，但是由于隔直電容C1 、C2的容抗增大，輸入電壓在電容C1上的壓降升高，于是三極管b、e間得到的實(shí)際電壓減小，因而使電壓放大倍數(shù)減小。同時，電容C1與放大電路的輸入電阻構(gòu)成一個RC高通電路，因此將產(chǎn)生0+90間的超前附加相位移。同理，輸出電壓在電容C2上的壓降也升高，負(fù)載所獲得的電壓減小，電壓放大倍數(shù)減小，電容C2與負(fù)載電阻

10、構(gòu)成一個RC高通電路，也將產(chǎn)生0+90間的超前附加相位移。 (3) 在高頻段，隨著頻率的升高，電容的容抗將減小，隔直電容C1 、C2上的壓降可以忽略，但三極管極間電容的作用將突現(xiàn)出來，它們并聯(lián)在電路中，使有效基極電流減小，電壓放大倍數(shù)降低。而且在電路中形成一個RC低通電路，產(chǎn)生090相位移。 第15頁/共23頁162. 放大電路的混合型等效電路 在分析放大電路的頻率響應(yīng)時，應(yīng)該采用考慮了三極管極間電電容的等效電路。 考慮電容效應(yīng)后，三極管的結(jié)構(gòu)如圖2.51(a)所示。其中C be為發(fā)射結(jié)的等效電容，Cbc為集電結(jié)的等效電容。因三極管工作在放大區(qū)時集電結(jié)被反向偏置，電阻rbc很大，可認(rèn)為是開路，

11、由此得到圖2.51(b)所示的等效電路。由于電阻rce也比較大，等效電路中也將其忽略。此等效電路稱為簡化的混合型等效電路。 圖2.51 三極管的混合參數(shù)等效電路 第16頁/共23頁17 混合參數(shù)等效電路中的參數(shù)與h參數(shù)等效電路的參數(shù)間有著一定的聯(lián)系。低頻時，電容Cbe和Cbc的作用可以忽略，則圖2.51(b)變成2.52(a)，將它與圖2.52(b)中簡化的h參數(shù)等效電路對比，可得 圖2.52 三極管低頻混合參數(shù)與h參數(shù)對比 (a)低頻的混合參數(shù)等效電路 (b)簡化的h參數(shù)等效電路 EQebIr26)1 (以及ebbebbrrr還可得到bebbmebmIrIgUg或mVEQIEQImVebrm

12、g2626)1 (第17頁/共23頁18 混合參數(shù)等效電路的兩個電容中，一般Cbe比Cbc大得多。其中Cbc的數(shù)值通?？蓮氖謨灾胁榈茫獵be的數(shù)值一般不易查出。不過可從手冊中查出三極管的特征頻率fT的數(shù)值，然后通過以下公式估算Cbe： TmebfgC2 可以利用米勒定理簡化等效模型，即把Cbc折合成兩個電容，這兩個電容分別接在b、e兩端和c、e兩端，它們的容值分別為（1+K）Cbc以及 ，其中 。最后得到的單向化的等效電路如圖2.53所示，電路中的 。 cbCKK1)/(1RRgKCmcbebCKCC)1 ( 圖2.53 單向化的混合參數(shù)等效電路 第18頁/共23頁193. 上、下限截止頻率

13、 圖2.50所示的放大電路的混合參數(shù)等效電路如圖2.54所示，由此可近似算出放大電路的上限截止頻率fH和下限截止頻率fL。 圖2.54 單向化的混合參數(shù)等效電路 (1) 上限截止頻率fH 第19頁/共23頁20 如圖2.54所示，當(dāng)工作頻率較高時，C1 、C2可視為短路。放大電路的上限截止頻率主要由輸入回路電容 決定。輸出回路的上限截止頻率fH2一般高于輸入回路的上限截止頻率fH1，因此，在計算放大電路的fH時，通常是求出輸入回路的上限截止頻率即可。 C 一般，放大電路的上限頻率fH=minfH1,fH2，fH1和fH2分別下列公式計算獲得。 CRHf211其中， 。 )/(bSbbebRRrrRcbRCHf212其中， 。 LRcRR 共射放大電路在高頻范圍的電壓增益表達(dá)式為 式中 是放大電路的中頻增益。 )21)(11 ()(HffjHffjUMAjfUHAUMA第20頁/共23頁21(1) 下限截止頻率fL 在低頻時， 和 可以可視為開路，但是隔直電容C1 、C2的容抗所產(chǎn)生的壓降就不能不考慮。因此，放大電路的下限截止頻率由耦合電容C