一種新型光電式電流傳感器的設計

一種新型光電式電流傳感器的設計

1電流采樣及信號變換傳感光學電源具有良好的電絕緣性能、大的測量范圍和良好的頻率響應性。廣泛應用于電氣系統(tǒng)測量、故障監(jiān)測、自動控制等領域。目前,除了基于磁光玻璃或光纖的法拉第磁光效應,以及個別利用新型磁光材料、光纖光柵等的光學電流傳感器以外,還有一類光電子式電流傳感器,它們通常采用空芯線圈、模-數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換電路以及發(fā)光二極管(LED)等實現(xiàn)電流采樣及信號變換,并由光纖傳輸電流傳感信號。這類光電子式電流傳感器具有可實現(xiàn)絕緣測量、結(jié)構簡單和成本低等優(yōu)點,但其傳感方案中采用的Rogowski線圈和A/D變換電路等限制了電流傳感器的頻率響應特性,且易受外界雜散電磁場的干擾。脈沖電流(PC)以及瞬態(tài)沖擊電流的測量具有重要的工程應用價值。但目前傳感方案中Rogowski線圈的固有電感特性限制了其頻率響應,而采用A/D變換電路的數(shù)字測量方法雖然可以提高傳感器的信噪比(SNR),但一般具有較長的響應延遲時間,不宜用于脈沖或瞬態(tài)沖擊電流的傳感。顯然,利用取樣電阻比利用電感性或電容性元件實現(xiàn)脈沖電流采樣具有更好的頻率響應特性。依據(jù)此設計思想,并參考文獻、中報道的光電式脈沖電場傳感器,本文設計實現(xiàn)了一種利用取樣電阻和場效應晶體管管(FET)的光電式電流傳感器,可用于傳感直流電流(DC)、方波脈沖電流脈沖以及工頻交流電流(AC)。2led的測量過程如圖1所示,被測電流i(t)由無感取樣電阻R1轉(zhuǎn)換為電壓信號,利用FET的轉(zhuǎn)移特性將電壓信號線性放大并轉(zhuǎn)換為FET的漏-源(D-S)極電流ID,并用以驅(qū)動LED。與被測電流i(t)成正比的光傳感信號經(jīng)由塑料光纖(POF)傳輸?shù)焦怆娞綔y器(PD),再經(jīng)過光電檢測和信號處理電路即可獲知被測電流信號。圖中,R2為LED所在回路的限流電阻,電壓源Vs1用于提供FET的工作偏置電壓,電壓源Vs2用于提供LED的工作電流。根據(jù)圖1,對于電流取樣電阻R1及FET的柵-源(G-S)極所在的回路,按照圖示被測電流i(t)的參考方向,由基爾霍夫電壓定律可得VGS=Vs1+i(t)R1(1)式中:VGS為FET的G-S極電壓。設使FET導通的閾值電壓為VT,則當VGS≧VT時,FET導通。若此時其漏極電流為ID,則對于FET的D-S極及LED所在的回路有Vs2=Vm+ID(R2+rDS+rLED)(2)式中:Vm為LED導通時的端電壓;rDS為FET導通時的D-S極間內(nèi)電阻(很小,如～0.5Ω);rLED為LED的導通電阻,由其伏安關系確定。由FET的轉(zhuǎn)移特性可知,ID與VGS之間的關系為ID=ID0(VGSVT?1)2(3)ΙD=ΙD0(VGSVΤ-1)2(3)式中,ID0為VGS=2VT時的漏極電流。由式(2)、(3)可知,ID的靜態(tài)值除了與Vs2和R2等有關,還同時被信號電壓VGS調(diào)制。LED的發(fā)光功率Po正比于其端電壓與驅(qū)動電流的乘積,但一般LED正常發(fā)光后其端電壓Vm基本保持不變(例如1.5V);由圖1可知,LED的驅(qū)動電流即為ID,因而有Po=ηexVmID(4)式中:ηex為LED的外量子效率。上述式(1)～(4)表明,通過檢測LED的發(fā)光功率Po的變化,即可實現(xiàn)對被測電流i(t)的光學傳感與測量。將LED發(fā)出的信號光耦合進POF并傳輸?shù)絇D,即可獲得與信號光功率Po相關的電信號。對于不同性質(zhì)的被測電流(DC或AC),可以選擇FET的不同靜態(tài)工作點以及不同的光電信號檢測方式。2.1pd的線性化傳感機理當被測電流為DC時,以IRF510型FET為例,分析如何選擇FET的靜態(tài)工作點,以及相應的光電信號檢測方式。IRF510是一種N溝道增強型FET。圖2為IRF510在兩個結(jié)溫下的典型轉(zhuǎn)移特性曲線,反映了D-S極電流ID與G-S極電壓VGS之間的變換關系。對于正向DC測量,為了獲得較大的線性測量范圍,可選擇圖中A點,即VGS略大于VT的點為FET的靜態(tài)工作點。此外,由上述式(1)、(3)和(4)可知,光功率Po與被測電流i(t)之間存在含有i(t)的平方項的非線性關系,為了實現(xiàn)線性化測量,可以采用PD的開路電壓作為傳感器輸出。此線性化傳感機理分析如下:對于PN結(jié)型半導體PD,當其開路電壓uoc?kBT/e(≈0.0255V,對于T=298K)時,uoc可近似表示為uoc=kBTeln(IphIps)=kBTeln(C0SdPoIrs)(5)uoc=kBΤeln(ΙphΙps)=kBΤeln(C0SdΡoΙrs)(5)式中:kB為玻爾茲曼常數(shù);T為絕對溫度;e為電子電量;Iph為與Po成正比的光電流;Irs為PN結(jié)反向飽和電流;C0表示從LED到PD之間光信號耦合與傳輸系數(shù),包括POF中的光傳輸損耗;Sd為PD的光電轉(zhuǎn)換靈敏度。將式(1)、(3)和(4)代入式(5)并令i(t)=I可得uoc=kBTe[K0+2ln(Vs1+IR1VT?1)](6)uoc=kBΤe[Κ0+2ln(Vs1+ΙR1VΤ-1)](6)式中K0=lnC0SdηexVmID0Irs(7)Κ0=lnC0SdηexVmΙD0Ιrs(7)是與器件參數(shù)相關的系數(shù)。式(6)即為uoc與I之間的函數(shù)關系。此時,若設置Vs1≈VT,并適當選取I和R1使得IR1?VT(例如至少10IR1<VT),則式(6)可近似為uoc≈kBTe(K0?2C1+2C2R1VTI)(8)uoc≈kBΤe(Κ0-2C1+2C2R1VΤΙ)(8)式中,C1、C2為常數(shù)?？梢?此時uoc與被測電流I之間存在近似線性關系。2.2傳感器輸出電壓的測量對于脈沖電流與AC的測量,可選擇圖2中ID-VGS關系曲線上近似線性區(qū)域的中點作為FET的靜態(tài)工作點,例如點B;同時利用PD的光電流作為傳感器的基本輸出量,因為光電流模式下PD具有更好的頻率響應特性。與光功率Po成正比的光電流經(jīng)電流-電壓線性變換、放大后的電壓信號uo(t)為uo(t)=C0SdA1Po(9)式中,參數(shù)C0和Sd與式(5)相同;A1為光電檢測電路的電流-電壓變換、放大系數(shù)。當選擇點B為FET的靜態(tài)工作點時,應設置Vs1=VT+ΔVT,并將式(1)、(3)和(4)代入式(9)可得傳感器輸出電壓為uo(t)=K1(ΔVTVT+R1VTi(t))2=K1[(ΔVTVT)2+2ΔVTR1V2Ti(t)+(R1VTi(t))2](10)uo(t)=Κ1(ΔVΤVΤ+R1VΤi(t))2=Κ1[(ΔVΤVΤ)2+2ΔVΤR1VΤ2i(t)+(R1VΤi(t))2](10)式中K1=C0SdA1ηexVmID0(11)為另一個與器件參數(shù)相關的系數(shù)。式(10)表明,uo(t)與i(t)之間為非線性關系?？煽紤]利用對數(shù)放大器實現(xiàn)線性測量,但對于高頻或脈沖電流的測量,應考慮現(xiàn)有對數(shù)放大器的有限頻率響應特性。此外,根據(jù)式(10),如果將uo(t)的交流分量uoac(后兩項)與直流分量uuodc(第1項)分離并相除,可得輸出電壓信號為uo1(t)=uoacuodc=2R1ΔVTi(t)+(R1ΔVTi(t))2(12)uo1(t)=uoacuodc=2R1ΔVΤi(t)+(R1ΔVΤi(t))2(12)與式(10)比較可知,利用式(12)獲得傳感器輸出信號uo1(t)的主要優(yōu)點是它與C0、Sd、A1、ηex、ID0和Vm等器件參數(shù)無關,從而可以極大提高傳感信號對環(huán)境溫度及震動等擾動的抑制能力,特別是可以去除LED的發(fā)光效率ηex隨溫度的變化對傳感信號的影響。但由式(12)可知,傳感器靈敏度仍與ΔVT有關,其溫度特性將直接影響傳感器的溫度穩(wěn)定性,應設法補償。3電路工作原理和測量電路根據(jù)圖1所示電流傳感機理,設計制作了光電式電流傳感單元以及光電信號檢測與處理電路。其中FET的選擇主要應考慮:1)ID-VGS轉(zhuǎn)移特性曲線上具有較大的線性調(diào)制區(qū)間;2)對于脈沖電流測量,應選擇響應速度快的FET。以下分別對DC、方波脈沖電流以及工頻AC進行了實驗測量,其中DC測量選擇了IRF510型FET,工頻AC和方波脈沖電流的測量選擇了性能相似的IRF532型FET。圖1電路中,取樣電阻R1=0.02Ω,其額定功率為20W,故其總的最大允許電流約為31.6A,故當被測電流I=15A時,IR1=0.3V。電路中,電壓源Vs1、Vs2均為干電池,因IRF510型和IRF532型FET的閾值電壓VT≈3.0V,故DC測量時設置Vs1略大于3.0V,脈沖電流和AC測量時設置Vs1≈3.2V。此外,電壓源Vs2≈3.7V,限流電阻R2=27Ω,Vm≈1.5V,rDS≈0.5Ω,此時ID約為1～10mA,紅光LED的中心波長約為650nm,所用POF的纖芯直徑為0.98mm。3.1數(shù)學模型及非線性誤差分析被測DC取自北京大華公司生產(chǎn)的DH1716-4D型直流穩(wěn)壓穩(wěn)流電源。實驗電流回路中,串聯(lián)了一個0.1Ω/50W的電阻作為模擬負載,使電源工作在恒流方式,電流值由41/2位數(shù)字萬用表讀取。PD采用Si光電池,其開路電壓Uoc作為電流傳感輸出信號,并由數(shù)字萬用表(UT39E型)直接測量。在實驗室內(nèi),測量了0.03～17.00A范圍內(nèi)的DC,一組典型實驗數(shù)據(jù)及其線性擬合直線如圖3所示,線性擬合得到的關系式為Uoc≈0.00359I+0.342/V,其非線性誤差小于0.44%?？梢?Uoc與I之間具有很好的線性關系,與式(8)相符。3.2傳感器輸出電壓峰-峰值uopp被測方波脈沖電流由3A/32V穩(wěn)壓穩(wěn)流電源、方波信號發(fā)生器、FET和8Ω/25W限流電阻相結(jié)合產(chǎn)生。IRF532型FET的階躍響應的典型導通延遲時間為12ns,關斷延遲時間為25ns。LED的電光頻率響應帶寬一般不低于幾MHz,如文獻給出一種紅光LED的響應帶寬為6.1MHz。采用Si-PIN型PD,其脈沖響應上升時間約為3ns。利用光電流-電壓變換與放大后的電壓信號作為傳感器輸出,如式(10)所示。信號放大采用了高速集成運算放大器,其-3dB帶寬大于1GHz。當被測方波電流峰-峰值為1A、頻率為2kHz時,由數(shù)字存儲示波器記錄的被測電流ip以及相對應的傳感輸出電壓信號uo波形如圖4(a)所示,其中ip取自與R1串聯(lián)的電流開關管FET的D-S極間電壓?？梢?脈沖前后邊沿分別重合。在0～1A峰-峰值電流范圍內(nèi),對電流幅值響應特性測量數(shù)據(jù)及其非線性擬合曲線如圖5所示,傳感器輸出電壓峰-峰值Uopp與被測電流峰-峰值Ipp之間的多項式擬合函數(shù)關系為Uopp≈-0.1+27.8Ipp-7.2I2pp/mV。為了觀測電流傳感信號uo的響應延遲時間,對如圖4(b)所示被測電流與傳感器輸出信號波形的上升邊沿(虛線內(nèi)部)進行了放大觀測發(fā)現(xiàn),上升沿中包含了信號過沖與振蕩現(xiàn)象,如圖4(c)所示,示波器時間單位為250ns/div?？梢?除了起始部分有些異?；円酝?上方uo與下方ip波形基本一致,但uo比ip延遲了約Δt≈160ns的時間。圖4(b)和(c)對應于被測電流頻率為359Hz、峰-峰值為0.2A。波形起始部分的異?；兛赡芘c電路中元器件實際特性有關,尚待分析與改進。3.3輸出電壓信號被測AC取自工頻(50Hz)市內(nèi)用電,用自耦調(diào)壓器串聯(lián)10Ω/2kW的固定電阻即可獲得可調(diào)被測電流Iac,調(diào)壓器的電壓調(diào)節(jié)范圍為0～250V、額定功率為3kW。光傳感信號由Si-PIN型PD變換為光電流信號,再經(jīng)過光電流-電壓變換與放大,以及AC、DC分量的分離與相除運算,可以得到與式(12)對應的輸出電壓信號。實驗所用運算電路原理與文獻基本相同。當被測電流有效值分別為Iac=2A和Iac=4A時,傳感器輸出電壓信號如圖6所示。由圖6(a)可見,當Iac=2A時,傳感信號波形為較理想的正弦波;由圖6(b)可見,當Iac=4A時,波形已明顯畸變。表明被測電流增大時,傳感器呈現(xiàn)非線性響應,即式(12)中的電流平方項不能被忽略。令式(12)中i(t)為不同幅值的正弦電流進行簡單的數(shù)學仿真表明,圖6的信號波形與式(12)一致。在Iac=0.002～5.000A范圍內(nèi),輸出電壓有效值隨AC變化的一組典型實驗數(shù)據(jù)及其多項式擬合曲線如圖7所示,擬合曲線的函數(shù)關系式為Uo≈0.013+1.383Iac-0.080I2ac/V。4電流傳感器的選用上述傳感機理分析與實驗結(jié)果表明:測量DC時,應設置FET的偏置電壓稍大于其閾值電壓VT(如圖2中的A點),并選擇PD的開路電壓作為傳感器的輸出量,可以在FET轉(zhuǎn)移特性曲線允許的較大范圍內(nèi)實現(xiàn)DC的線性測量;測量AC時,應選擇FET轉(zhuǎn)移特性曲線上近似線性區(qū)間的中點(如圖2中的B點)為其偏置電壓,并選擇PD的短路電流及其變換電壓信號作為傳感器的輸出量,此時傳感器輸出的線性特性與被測電流幅值以及取樣電阻大小直接相關,輸出電壓與被測電流之間一般為非線性關系,在一定范圍內(nèi)可近似為線性關系。本文提出的電流傳感器的脈沖及頻率響應特性主要取決于FET、LED和PD等元器件以及光電檢測電路;目前實驗結(jié)果為脈沖電流響應延遲時間約為160ns。與以往文獻中的光纖電場傳感電路相比,圖1所示電路用電流取樣電阻代替了文獻中的天線