信道模型中多徑強度和多徑相對時延的估計

信道模型中多徑強度和多徑相對時延的估計

另一方面，道士模型可以構(gòu)建和恢復真實傳播環(huán)境下的信道模型，道教模型可以依靠道教模型進行鏈級模擬和系統(tǒng)模擬的重要工具。另一方面，它可以為理論模型提供真實的數(shù)據(jù)支持。體現(xiàn)在功率時延譜PDP(PowerDelayProfile)中的多徑時延與強度是重要的信道參數(shù),它與信道的相干帶寬相關(guān)聯(lián)一般而言,信道測量可分為時域測量和頻域測量。時域測量的技術(shù)包括周期脈沖測量和偽隨機相關(guān)測量。其中偽隨機相關(guān)測量是利用PN序列等具有良好自相關(guān)性和互相關(guān)性的序列測量信道,其最大的優(yōu)勢是簡單,標準信道測量儀Propsounder采用了該方法目前,由于FFT實現(xiàn)上的便利,多載波信號下測量信道的方案基本都選擇了正交頻分復用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)信號作為激勵信號,例如德國的RUSK以及法國的EM-OS。在研究過程中發(fā)現(xiàn),利用OFDM信號作為信道測量的激勵序列時,存在的同步定時誤差對于測量結(jié)果有嚴重影響,特別是歸一化非整數(shù)的定時誤差。后面可以看到,歸一化非整數(shù)偏差造成的多徑強度估計偏差最多可達3.9dB,而對OFDM系統(tǒng)下定時誤差的研究較多另一方面,多徑相對時延也存在歸一化非整數(shù)問題,其現(xiàn)象與定時誤差類似。目前有很多文獻[7-9]研究了OFDM下的信道估計,然而研究多徑時延小數(shù)情況的文獻并不多,而忽略多徑時延小數(shù)問題使得在信道估計均衡時存在誤差地板現(xiàn)象本文研究了多徑相對時延的歸一化非整數(shù)問題對利用OFDM信號做激勵信號進行信道測量的影響,提出一種準確估計多徑相對時延及各徑強度的方法。1道測量與多載波通信以O(shè)FDM為代表的多載波激勵信號,具有帶內(nèi)平坦、子載波間重疊且正交及生成簡單等優(yōu)點,是目前多載波激勵信號信道測量與多載波通信領(lǐng)域通用的技術(shù)。令某符號上第m個載波上傳輸?shù)膹头枮镾基帶發(fā)送信號為式中:T若假設(shè)信道平坦衰落,則接收信號為式中:fAD采樣后,有假設(shè)不存在載波頻偏和采樣鐘頻偏,只存在落在符號間干擾自由區(qū)內(nèi)的定時誤差Δt,則有式中:Δt若信道是頻率選擇性信道,則利用抽頭延時線模型描述信道,此時接收信號可寫作式中:τ2多徑相對時延平坦衰落信道下,接收到的OFDM信號的頻域表達式為式中:N除以本地訓練序列,則得到信道函數(shù)為進行IFFT得信道單位沖擊響應(yīng)為由于S所以有將式(11)中Δt可見定時誤差整數(shù)部分Δt圖1給出了小數(shù)倍定時偏差不同時平坦信道PDP的局部圖。其中載波數(shù)為500,SNR=10dB,利用傳統(tǒng)的頻域補償法,對Δt將由圖1可見Δt而對于多徑信道,則可看作是多個延時不同的理想信道的線性疊加。若存在定時誤差,有式中:τ基于前面的假設(shè),式(19)中在n=0時遠遠小于由是得到第1徑的強度。為了準確估計每徑強度,需要得到所有通過式(18)可以看出當準確補償?shù)?徑的定時誤差后,它對信道沖擊響應(yīng)的影響僅僅在于可見這時將h此時重復上述的定時誤差估計補償過程,估計新信道的定時誤差Δt定時誤差為最后結(jié)合所有估計值,得到τStep1對原始數(shù)據(jù)分析,確定多徑數(shù)量;Step4迭代Step3,直到最后1徑強度(aStep5由上得到所有徑的強度3模擬實驗利用本文提出的算法,可基于計算機仿真和信道仿真器實測驗證2種方法,得到相應(yīng)的性能結(jié)果。3.1fchifcha序列首先仿真了平坦衰落信道下,信噪比以及窮舉精度對算法的影響。其中,載波數(shù)目500,以ZC(ZadoffChu)序列作為訓練序列,歸一化定時誤差隨機,窮舉精度分別為0.0625,0.1和0.125,噪聲為高斯噪聲,信噪比從-10dB到20dB,每次估計利用200個信道樣本統(tǒng)計平均。圖3(a)、3(b)分別是定時誤差估計歸一化均方根誤差和信號強度估計歸一化均方根誤差在不同窮舉精度下隨信噪比變化的曲線。3.2算法性能仿真對頻率選擇性信道的情況進行仿真,其中系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置不變,即初始歸一化定時誤差為隨機,窮舉精度為0.0625,噪聲為高斯噪聲,信噪比從-10~20dB。使用ITU信道模型,信道參數(shù)見表1。第1徑定時誤差估計、各徑相對時延估計以及信號強度估計歸一化均方根誤差隨信噪比變化結(jié)果見圖5。圖5給出了頻率選擇性信道下算法的性能。由圖5可見,對第1徑的定時誤差和強度的估計與平坦信道下相比,并無很大的下降;但是隨著SNR的下降,對多徑的估計準確度逐漸下降,這是因為多徑的強度很小,相對受到噪聲的影響更嚴重;從整體看,對各徑參數(shù)的估計都十分準確。然而一般的OFDM系統(tǒng)信噪比都大于-20dB,故而在實際應(yīng)用中,該算法擁有十分優(yōu)良的性能。作為對比,仿真了文獻[7]中的ESPRIT-IPIC-DLL算法在相同設(shè)置下的性能,結(jié)果見圖6?？梢娫诟咝栽氡认聦Ρ人惴ㄐ阅軆?yōu)異,但對多徑時延估計并不比本文提出的方法準確,且在-7dB左右對多徑時延的估計誤差急劇惡化,這是因為信噪比過低對多徑時延估計相差很大;在高性噪比下對多徑強度的估計比本文提出的方法更優(yōu),但隨著SNR的下降,本文提出的方法變得更為準確。3.3基帶信號發(fā)生器模擬測試設(shè)備平臺包括:基帶信號源(內(nèi)含信道衰落模塊)、射頻信號源、接收端射頻模塊、高速數(shù)據(jù)采集卡、PC以及GPS時鐘源。仿真器驗證平臺原理框圖及實物見圖7。其利用基帶信號發(fā)生器產(chǎn)生LTE基帶信號,再利用矢量信號發(fā)生器上變頻至1.5GHz,直連到接收端,通過提取接收信號中包含信道信息的LTE參考信號,在收端估計信道的功率時延譜。具體參數(shù)見表2。利用基帶信號發(fā)生器內(nèi)置的信道衰落模塊,模擬瑞利3徑信道,信道參數(shù)見表3。若只消除定時誤差得到結(jié)果見圖8。圖8給出了補償定時偏差后的3徑信道的PDP。可見與前面推導一致,由于相對時延并非整數(shù)倍,故而對多徑的強度估計并不準確,且相對時延的小數(shù)部分也不能體現(xiàn)。利用本文新的估計方法,其中窮舉精度為0.1,重新估計得瑞利多徑信道參數(shù)估計值如表4。估計誤差值見表5。4基于狀況估計的窮舉精度和消去第1徑時擬合算法本文研究了定時誤差以及相對時延的非整數(shù)問題對多徑參數(shù)估計的影響,并提出一種新的實用的OFDM系統(tǒng)的多徑參數(shù)估計方法。它基于定時誤差及相對時延與PDP的關(guān)系,準確地估計了多徑的強度和相對時延,對多徑時延有很高的時間分辨率。該方法較傳統(tǒng)方法有更強的抗噪能力,在大于-10dB時有十分優(yōu)良的性能。但估計結(jié)果受限于窮舉精度以及消去第1徑時的擬合算法,還需要更進一步的研究和改進?；谝陨闲诺兰僭O(shè),即0=τ假設(shè)準確估計出定時誤差Δt此時,有式中:定時誤差Δt其中,z=1,2,…,Taps-1-index,index=1,2,…,Taps-1,估計補償定時誤差,得到τStep2估計定時誤差,通過式(13)修正HStep3對h圖3給出了平坦信道下算法的性能以及傳統(tǒng)算法的性能。由圖可以看出信噪比在-10dB以上時,算法性能總體優(yōu)良。圖3(a)窮舉精度越高,定時誤差估計均方根誤差越低,且隨著SNR變化十分穩(wěn)定;圖3(b)窮舉精度越高,強度均方根誤差越小,但相差不大,且隨著SNR下降,