畢業(yè)設計29采用SLE4520集成電路的三相SPWM異步電動機變頻調速系統(tǒng)設計

1、 前言 現(xiàn)在電力拖動控制系統(tǒng)，根據(jù)控制對象和所采用的志動機的類型不同，可分為交流傳動和直流傳動兩大類。 以晶閘管變流裝置作為電動機電樞和磁場電源的直流傳動系統(tǒng)和以PWM變換器為功率變換裝置的直流脈寬調速系統(tǒng)由于在起、制動，正、反轉，平滑調速，穩(wěn)速，精度，響應速度等方面具有優(yōu)良性能，歷來是電力拖動系統(tǒng)中最通常的選擇方案，但是直流電動機的機械式換向器那么是它的主要薄弱環(huán)節(jié)，電動機在制造上費工費料，且維護麻煩，且不適宜在易燃易爆、塵埃多的場合使用，使得電動機的單機容量、過載能力、最高電壓、最高轉速和經(jīng)濟性能等要重要指標都受到了限制。 交流電機無換向片，結構簡單、制造方便、價格低廉、易于維修、工作可靠

2、，且能在惡劣的環(huán)境下工作。故交流傳動無論在應用范圍還是在數(shù)量上，裝機容量上都占有重要而特殊的位置。但在要求調速傳動的領域中，過云的技術手段并沒有顯示出交流電機的優(yōu)越性。 功率半導體器件的出現(xiàn)，微電子技術和微型計算機技術的開展，以及現(xiàn)代控制理論的應用，為交流傳動系統(tǒng)的進一步開展提供了有利的條件。當前交流調速系統(tǒng)，如交流電動機的串級調速，各種變頻調速，無換向器電動機調速等，從調速性能上已經(jīng)到達與直流調速系統(tǒng)相媲美的程度。而在高速、高壓、大功率、惡劣環(huán)境等方面，更為直流傳動所不及，可以預見新型交流調速系統(tǒng)在各個工業(yè)技術領域中會得到越來越廣泛的應用，這說明電氣交流傳動的新時代已經(jīng)到來。 簽于交流傳動在

3、這幾個方面的優(yōu)勢，所以我選擇了這個畢業(yè)設計課題采用SLE4520集成電路的三相SPWM異步電動機變頻調速系統(tǒng)的設計，在此設計中，不公要動用微機控制技術，自動控制技術，單片機等相關知識，還要用到專業(yè)根底知識，如電機拖支，電力電子變流技術，數(shù)字及模擬電路等。通過對本課題的設計，可以使所學知識有機聯(lián)系起來，到達穩(wěn)固，加深知識的目的，還可以拓寬知識面，培養(yǎng)解決實際問題的能力。 由于本人知識水平的限制，更兼時間倉促，設計中出現(xiàn)的錯誤及漏洞，敬請批評指正。 概述微型計算機控制的數(shù)字交直交變頻調帶系統(tǒng)與模擬系統(tǒng)相似，具有本錢低，體積小，通用性強，效能高，便于維修和易于實現(xiàn)等優(yōu)點，因此得到廣泛使用，本課題采用

4、SLE4520單片機控制的變頻調速系統(tǒng)。 該系統(tǒng)分為兩大局部： 1.硬件局部主要包括主回路和控制回路兩局部。 主回路由三相橋整流后，接入IPM的P，N兩端，整個局部包括濾波電容，電源指示及整流變壓器，三相異步電機接在IPM的產(chǎn)U，V，W三腳輸出端。 控制回路以單片機8031為核心，附加一些外外圍接口電路，如RAM，EPROM的擴展，顯示接口采用8297，SLE4520的P1P7與8031的P0口相接，向4520傳送脈寬寬度值Tw，SLE4520的輸出端6個腳與IPM相對應腳相連。頻率F輸入由拔碼盤經(jīng)過74LS244三態(tài)緩沖器由P0口讀入。 2.軟件局部分為主程序和中斷效勞子程序兩局部。 主程序

5、包含初始化，對8031，SLE4520的初始化T0的初始化，讀F的值，由F值查表得相應的Tw值，T0定時，判斷F是否變化，假設變化那么去讀F，沒變那么送原來的數(shù)值。 T0的中斷效勞程序首先是保護現(xiàn)場，送T0初值，然后T0定時啟,交數(shù)送向SLE4520，判斷有沒有算完，假設算完那么取新的Tw值，沒算完那么取原來的Tw，恢復現(xiàn)場，中斷返回。 INT0中斷為外部事故中斷，當電機過載，過流過壓及失壓時，IPM自動報警，產(chǎn)生中斷，封鎖SLE4520信號，電機停轉。 INT1中斷為讀F值，當有F值拔入時，產(chǎn)生中斷，從而更新F值。設計課題介紹1.設計課題 采用SLE4520集成電路的三相SPWM異步電動機變

6、頻調速系統(tǒng)設計。2.內容簡介 工業(yè)上廣泛應用交流異步電動機作為電力拖動自動控制系統(tǒng)的動力裝置。近10年來，由于電力電子技術的迅猛開展，電氣傳動交流化的新時代正到來。三相SPWM正弦波脈寬調制技術是為了克服等脈寬PWM法的缺點而開展起來的，它從電動機供電電源的角度出發(fā)，著眼于如何產(chǎn)生一個可調頻調壓的三相對稱正弦波電源。具體是以一個正弦波作基準波稱為調制波，用一系列等幅的三角波稱為載波與基準波相交，由它們的交點確定逆變器的開關模式，當基準正弦波高于三角波時，使相應的開關器件導通；當基準正弦波低于三角波時，使開關器件截止，從而使逆變器的輸出電壓波為脈沖列，其特點是：在半個周期中等距、等幅等高，不等寬

7、可調，總是中間的脈沖寬，兩邊的脈沖窄，各脈沖面積與該區(qū)間正弦波下的面積成比例，這樣，輸出電壓中的中低次的諧波分量顯然可以大大減少。 SLE4520是全數(shù)字化的三相SPWM波生成集成電路。這種芯片是一種應用ACMOS技術制作的低功耗高頻大規(guī)模集成電路，是一種可編程器件，它能把三個8位數(shù)字量同時轉換成三路相應脈寬的矩形波信號，與8位或16位微機聯(lián)合使用，可產(chǎn)生三相逆變器所需的六路控制信號，輸出的SPWM波的開關頻率可達20KHZ，基波頻率可達2600HZ。因此，適用于IGBT逆變器或其它中頻電源逆變器。3.設計內容及任務詳細了解SLE4520集成電路的內部結構，管腳排列及功能、工作原理和使用考前須

8、知；詳細了解電力電子器件IGBT的工作原理，元器件參數(shù)、驅動電路及使用考前須知；討論并確定變頻主回路的電路，并根據(jù)給定的交流電動機參數(shù)另行給出，計算，選擇主回路的元器件；討論由SLE4520集成電路實現(xiàn)SPWM波的方法，具體接線和相應的外圍電路，并考慮信號的測量和控制回路原理，包括各單元電路的原理圖和元器件的選擇；在前述根底上，確定控制系統(tǒng)的硬件電路，選擇合理的軟件算法，結合單片機控制技術，研究用8031實現(xiàn)的方法，并確定由8031單片機實現(xiàn)的微機控制系統(tǒng)程序流程，畫出主程序和中斷效勞程序流程圖；編制、調試主程序和中斷效勞程序；應用AUTOCAD和SCH繪制硬件電路和程序流程圖；撰寫畢業(yè)設計說

9、明書。4.電機給定參數(shù)： 型號：YGOL4，PN，Nn1400r/min,Ia=3.65A,n=79%,cos， 轉動量，凈重27KG，Un380V，接法：。總體設計方案的選擇一采用SLE4520的三相SPWM電機變頻調速的提出三相交流異步電機，由于轉子側的電流不從外部引入，而由電磁感應產(chǎn)生，故而具有結構簡單，體積小，重量輕，價格低廉，便于維護等優(yōu)點，一經(jīng)問世，就備受人們的青睞。 一、調速系統(tǒng)的開展隨著工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)的開展，人們對調速要求越來越高，交流調速有調壓調速，串級調速等，性能都處于不佳狀態(tài)，唯獨變頻調速受人矚目，采用變頻調速實現(xiàn)電動機的連續(xù)調速結構簡單，造價低。變頻調速是采用可變電壓可變頻

10、率VVVF電源裝置，如逆變器和交交變頻器，變頻調速可以充分發(fā)揮感應電機的優(yōu)點，即適應性強，鞏固耐用，維護方便，價格低廉。近年來，由于微電子技術，微機技術和自關斷功率開關器件的進步，使得變頻調速中的核心技術脈沖寬度調制技術和矢量控制技術已經(jīng)成熟并得到廣泛應用。首先，以目前迅速普及的“交直交變頻器的根本結構來看，“交直的整流技術是很早就解決了的，而“直交的逆變過程實際是不同組合開關交替地接通和關斷過程，它必須依賴于滿足一定條件的開關器件，這些條件是：能承受足夠大的電壓和電流；允許長時間頻繁地接通和判斷；接通和關斷的控制必須十分方便。直到20世紀70年代，大功率晶體管GTR的開發(fā)成功，才比擬滿意地滿

11、足了上述條件，從而為變頻技術的開發(fā)，開展和普及奠定了根底。20世紀80年代，又進一步開發(fā)成功了絕緣柵型雙極型晶體管IGBT其工作頻率比GTR提高了一個數(shù)量級，從而使變頻調速技術又向前邁進一步。目前，中小型的變頻器中的逆變局部，已根本上被IGBT壟斷，使20世紀70年代提出的正弦波脈寬度調制技術SPWM得到不斷完善。在不采取任何措施的情況下，異步電動機在變頻后的機械特性遠遜色于直流電動機變壓后的機械特性，這必將大大影響變頻調速技術的應用范圍。20世紀70年代末，矢量控制技術的提出和實現(xiàn)，使異步電動機變頻后的機械特性到達了可以和直流電動機變壓后的機械特性相媲美的程度。與此同時，計算機技術和大規(guī)模集

12、成電路的飛速進步，極大簡化了實現(xiàn)SPWM及矢量控制等復雜技術的方法，增強和擴展了變頻器的功能，使變頻調速技術迅速開展起來。如利用單片機和SLE4520集成電路的三相SPWM異步電動機變頻調速系統(tǒng)，是一個典型的調速系統(tǒng)。 二變頻調速原理經(jīng)過30年的開展，目前交流調速電氣傳動已經(jīng)成為電氣調速傳動技術的主流。在電氣調速傳動領域內，直流電動機占統(tǒng)治地位的局面已經(jīng)受到了猛烈的沖擊。交流調速傳動控制技術之所以開展得如此迅速，主要是一些關鍵性技術得到了突破性進展，如電力電子器件，電力變換技術，交流電機的矢量變換控制技術，PWM技術及微型計算機和大規(guī)模集成電路。1.PWM技術的應用自關斷器件的開展為PWM技術

13、鋪平了道路。目前幾乎所有的變頻調速裝置都采用這一技術。PWM技術用于變頻器的控制，可以改善變頻器的輸出波形，降低電動機的諧波損耗，并減小脈矩脈動，同時還簡化了逆變器的結構，加快了調節(jié)速度，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應性能。各類電氣傳動裝置的控制器由模擬控制轉向全數(shù)字控制已經(jīng)成為事實，交流速傳動也不例外。由變頻器供電的調速系統(tǒng)是一個快速系統(tǒng)，在使用數(shù)字控制時要求的采樣頻率較高，通常高于1KHZ，常需要完成復雜的操作控制，數(shù)字運算和邏輯判斷，所以要求單片機具有較大的存儲容量和較強的實時處理能力。全數(shù)字控制具有如下特點：(1)精度高在變頻器中采用8位，16位甚至32位微機作為控制機(2)穩(wěn)定性好由于信息為數(shù)

14、字量，不會隨時間發(fā)生漂移(3)可靠性好系統(tǒng)中硬件向標準化、集成化方向開展，由軟件完成復雜的控制功 能，適當修改軟件，就可以改變系統(tǒng)的功能。(二)SPWM的工作原理及生成方法 SPWM調速是指用所期望的正弦波輸出作為調制波即參考信號，對一等腰三角形的載波進行調制，得到一組幅值相等，而寬度正比于調制波幅值的矩形波，從而去控制開關器件，到達調速要求的一種調速方法。1.SPWM控制根本原理：將圖41(a)所示的正弦波半波波形分成n等份，就可把正弦波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于/n，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化，如果把上述脈沖

15、序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦面積相等，就可得圖41b所示的脈沖序列，這就是PWM波形，可以看出，各脈沖的寬度是按正弦規(guī)律變化的根據(jù)問題相等效果相同的原理，PWM與正弦半波是等效的，對于正弦波的負半周，也可以同樣的方法得到PWM波形，像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而各正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWM波形。2.PWM脈寬調制信號調制方法 我們所用PWM脈寬調制信號是采用調制波正弦波Ur與載波三角波Uc相比擬的方法產(chǎn)生，常用的載波是三角波，常用的調制波是正弦波，這種調制波為正弦波的脈寬調制稱為正弦脈寬調制SPWM，產(chǎn)生的調制波是正弦等幅、等距而不等

16、寬的脈沖列，有兩種調制方法：(1).單極性SPWM法調制波和載波如圖41(a)所示，曲線1是正弦調制波Ur，其周期決定于所需要的調頻比Kf，振幅值決定于Ku，曲線2是采用等腰三角形的載波，其周期決定于載波頻率，振幅不變，等于Ku1，正弦調制波的振幅值，每半周期內所有三角形的極性相同即單極性。調制波和載波的交點，決定了SPWM脈沖系列的寬度和脈沖間的寬度，所得的脈沖系列如圖41(b)所示。由圖可知，每半周內的脈沖系列也是單極性的。單極性調制的工作特點：每半個周期內，逆變橋同一橋臂的兩個逆變器中，只有一個器件按脈沖系列的規(guī)律時通時斷地工作，另一個完全截止；而在另半個周期內，兩個器件的工作情況正好相

17、反，流經(jīng)負載ZL的便是正負交替的交變電流。(2).雙極性調制波仍為正弦波，其周期決定于Kf，振幅決定于Ku，如圖42a中的曲線載波為雙極性的等腰三角波，其周期決定于載波頻率，振幅不變，當Ku1時,正弦波的振幅值相等，調制波與載波的交點，決定了逆變橋輸出相電壓的脈沖系列，此脈沖系列也是雙極性的，自由相電壓合成的線電壓是單極性的。雙極性調制的工作特點：逆變橋在工作時，同一橋臂的兩個逆變器件總是按相電壓脈沖系列的規(guī)律把導通和判斷，毫不停息，而流過負載ZL的是按正弦規(guī)律變化的交流電流，如圖42b所示。在本設計中，采用三相橋式逆變電路，采用雙極性PWM控制。3.按載波信號頻率與調制波信號頻率的關系來分，

18、產(chǎn)生SPWM脈寬調制信號控制方法有兩種：(1).異步調制載波信號和調制信號不保持同步關系的調制方式稱為異步方式，異步調制方式中，調制信號頻率FR變化時，通常保持載波頻率FC固定不變，因而載波比NFC/FR是變化的，要求N為3的整數(shù)倍，這樣，在調制信號的半個周期內，輸出脈沖個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，同時，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當調制信號頻率較低時，載比N較大，半周期內的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小輸出波形接近正弦波，當調制信號頻率增設時，載波比N就減小，半周期內的脈沖數(shù)減小，輸出脈沖的不對稱性影響就變大

19、，這會出現(xiàn)脈沖的跳動，同時，輸出波形的正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞，對于三相SPWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差，因此，在采用異步調制方式時，希望盡力提高載波頻率，以使在調制信號頻率較高時，仍能有較大的載波比，改善輸出特性。(2).同步調制載波比N等于常數(shù)，并在變頻時使載泚信號和調制信號保持同步的調制方式稱為同步調制，在根本同步調制方式中，調制信號頻率變化時載波比N不變，調制信號半個周期內輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的，在三相PWM逆變電路中，通常公用一個三角波載波信號，且取載波比N為3的倍數(shù)，以使三相輸出波形嚴格對稱。當逆變電路輸出頻率很低時，因為在半周期內輸

20、出脈沖的數(shù)目也是固定的，所以由PWM調制而產(chǎn)生的FC附近的諧波頻率也相應降低，這種頻率較低的諧波通常不易濾除，如果負載為電動機，就會產(chǎn)生較大的轉矩脈動和噪聲，給電動機的正常工作帶來不利影響。為克服上述缺點，通常都采用分段同頻調制的方法，即把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成假設干個頻段，每個段內都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同，在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使載波F不致過高，在功率開關器件所允許的頻率范圍內，在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響，各頻率的載波比都取3的倍數(shù)且為奇數(shù)。我們采用分段同步控制，它相當于在低頻時采用異步調制方式而高頻時

21、切換到同步調制方式所具備的優(yōu)點。1.SPWM波形的生成方法：SPWM逆變器因功率因素高，對電網(wǎng)污染小，輸出諧波分量在異步電動機，不停電源等裝置獲得廣泛應用，一般用軟件生成SPWM波形，重點介紹規(guī)那么采樣法。(1).自然采樣法由SPWM控制的根本原理可知，在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷，這種生成SPWM波形為自然采樣法，正弦波在不同相位角時其值不同，因而與三角波相交所得到的脈沖寬度也不同。另外，當正弦波頻率變化或幅值變化時，各脈沖的寬度也相應變化，要準確生成SPWM波形，就要準確算出正弦波和三角波的交點，這種方法求解時需要花費較多的計算時間，因而難以在實時控制中在線計算。(

22、2).規(guī)那么采樣法自然采樣法是根本的SPWM控制的根本原理為出發(fā)點，所以準確地計算出功能開關器件的通斷時刻，所得的波形很接近正弦波，但是這種方法計算量過大，因而在工程實際使用并不多，規(guī)那么采樣法是一種應用較廣的工程實用方法，它的效果接近自然采樣法，但計算量卻比自然采樣法小得多。圖43說明了采用三角波作為載波的規(guī)那么采樣法，在自然采樣法中，每個脈沖的中點并不和三角波中點重合。規(guī)那么采樣法那么使兩者重合，即使每個脈沖的中點都以相應的三角波為中點對稱，這樣就使計算大為簡化。如下圖，三角波的尖峰時刻TD對正弦調制采樣而得到D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B兩點，在A點的時刻TA和B點的時刻

23、TB控制功率開關器件的通斷，可以看出，用這種規(guī)那么采樣法所得到的脈沖寬度和用自然采樣法所得到的脈沖寬度非常接近。從圖可得如下關系式：(1sinr)/2=2/Tc/2因此可得Tc/2(1+sinr) (4-1)在三角波一周其內，脈沖兩邊間隙寬度為1/2(Tc-)Tc/4(1-sinr) (4-2)對于三相橋式逆變電路來說，應該形成三相SPWM波形，通常三相的三角載波是公用的，三相正弦調制波集資相差120相位，波在同一三角波內三相的脈沖寬度分別為u, v, w，間隙分別為u, v, w，由于在同一時刻三相正弦調制電壓之和為零，故由式41可得uvw3/2Tc (4-3)u vw3/4Tc (4-4)

24、利用式43和式44可以簡化生成三相SPWM波形時的計算。(3).次諧波消去法以消去PWM波形中某些主要的高次諧波為目的，通過計算來確定各脈沖的開關時刻，這種方法稱為低次諧波消去法。在這種方法中，已經(jīng)不用載波和正弦波的比擬，但其目的仍是使輸出波形盡可能接近正弦波，因此也是一種SPWM生成方法。三三相SPWM異步電動機變頻調速系統(tǒng)方案確實定采用變頻調速要到達的目標：節(jié)約電能；提高生產(chǎn)力；提高產(chǎn)品質量；降低設備的制造費用；提高環(huán)境性。變頻調速方式根據(jù)電機學知，交流電動機的轉速公式為：N=60F1 (1-S)/P 式中，F(xiàn)1為定子供電頻率，P為極對數(shù)，S為轉差率。由上式可知，假設均勻地改變定子供電頻率

25、F，那么可以平滑地改變電動機轉速。然而，只調節(jié)F是不行的，因為E11N1KN1mU1當定子電壓U1不變時，m與F1成反比，F(xiàn)1的升高或降低，會導致磁通m的減小或增大，從而使電動機最大轉矩減小，嚴重時將導致電動機堵轉，或者使磁路飽和，鐵耗急聚增加。因此，在調節(jié)電源頻率的同時，要調節(jié)電壓的大小，以維持磁通的恒定，使最大轉矩不變。根據(jù)U1和F1不同的比例關系，可形成多種變頻調速方式。這種控制方式是在調頻的同時調節(jié)電壓，維持U1/F1=cost不變，當頻率較高時，定子電阻壓降可不計，這時有U1E1m=1/4.44N1 KN1E1/F11/4.44N1 KN1U1/F1=cost，磁通近似不變，根據(jù)異步

26、電動機的轉矩表達式T=CmmI2cos2可知，當有功電流額定，m=cost時，電動機的轉矩調速性質，因而這種恒比例控制方式屬于恒轉矩調速性質，但當頻率較低時，定子電阻壓降不可忽略，E1與U1相差較大，即使U1/F1=cost，E1/F1也已不再近似為常數(shù)，最大轉矩將隨頻率F1的降低而減小，起動轉矩也將減小，甚至不能帶動負載，所以，恒比例控制方式只適用于調速范圍不大F1不會進入低頻段或轉矩隨轉速下降而減小的負載如風機、水泵，對于寬調速范圍的恒轉矩負載，不能采用恒比例控制方式。由式T=CmmI2cos2可知，要在整個調速范圍內實現(xiàn)恒磁控制，必須按 E1/F1=cost來進行控制，E1/F1=cos

27、t是維持恒磁通，亦即恒最大轉矩變頻調速的協(xié)調控制條件。然而，由于電動機的感應電動勢E1難以測得和控制，故實際應用中采用一種近似的恒磁通控制方式，即當頻率較高時，采用恒比例控制方式，當頻率較低時，引入低頻補償，也就是通過控制環(huán)節(jié)，適當提高變頻電源輸出電壓，以補償?shù)皖l時定子電阻上的壓降，維持磁通不變，實現(xiàn)恒轉矩控制。圖4-4為各種補償曲線，曲線(1)為無補償時的U1與F1的關系曲線，曲線2、3、4為有補償時的U1與F2的關系曲線。當轉速超過額定轉速調速時，要求F1F1N額定頻率，假設仍按恒磁通控制方式控制，勢必使U1超過U1N額定電壓，這是不允許的，這時必須改用恒功率控制方式，而當F1F1N時，保

28、持U1=U1N，不進行電壓的協(xié)調控制。隨著頻率的升高，氣隙磁通會小于額定磁通，導致轉矩減小，但頻率升高，速度增加，由P=Tn/975可知，當T減小的倍數(shù)和n增加的倍數(shù)相等時，P維持不變，故稱這種方式為恒功率控制方式，不過T和n不是嚴格的等比例增減，所以這只能說是一種近似的恒功率控制方式。假設要準確的維持恒功率的調速，必須按U1/F1=cost的原那么，進行電壓頻率的協(xié)調控制。與恒比例控制比擬，恒功率控制時，隨著F1的升高，要求U1的升高相對小一些，恒功率控制方式的特點是輸出功率不變，它適用于負載隨轉速的升高而變輕的場合。4.恒電流控制方式 在變頻調速時，保持異步電動機定子電流I1為恒值，叫做恒

29、電流控制。I1的恒定可通過電流調節(jié)器的閉環(huán)控制實現(xiàn)。這種系統(tǒng)不僅平安可靠，而且具有良好的特性。恒流控制和恒磁通控制的機械特性形狀根本相同，都具有恒轉矩調速性質，變頻時，對最大轉矩大小影響不大。但由于恒流控制限制了I1，所以恒流控制時的最大轉矩Tm要比恒磁通控制時小得多，過載能力小，因此只適用于負載變化不大的場合。三. 控制方式的選擇為了使異步電動機變頻調速取得最好的技術和經(jīng)濟效果，不同類型的負載根據(jù)具體要求應選擇不同的控制方式，控制方式應滿足的條件是：電動機的過載能力不低于額定值，以防堵轉。每極磁通不應超過額定值，一面磁路飽和。電流不應超過額定值，以免電動機過熱。電動機的損耗最小。充分利用電動

30、機的容量，盡可能使磁能保持額定值，以充分利用鐵心；盡可能使電流保持額定值，以充分利用繞組導線；盡可能使功率因數(shù)保持額定值，以免降低電動機出力。以上1、2、3是技術條件，4、5是經(jīng)濟條件。1.額定頻率以下控制方式選擇常用的負載有：轉速平方型負載、恒功率型負載和恒轉速型負載。負載類型不同，調速范圍不同，所要求的控制方式也不一樣，下面按負載的選擇類型分別加以討論。(1) 轉速平方型負載： 這類負載的性質是轉矩和轉速的平方成正比。恒磁通控制時，磁通不變，由于負載轉矩和轉速平方成正比，因此電動機電流也和轉速的平方成正比，隨著轉速的下降，電流急劇減小，使銅耗大大減小，故轉速平方型負載在負載重、電流大、銅耗

31、大的場合，采用這種控制方式較適宜，但對于輕載的場合，不宜采用這種控制方式，這是因為恒磁通控制，磁通不變，鐵耗較大，對降低輕載時的損耗不利。轉速平方型負載，負載較輕時，可采用恒電流控制方式。恒流控制時，對風機、水泵類負載來說，磁通和轉速的平方成正比，隨著轉速的下降，鐵耗能大大減小，有利于減小電動機損耗。(2) 恒功率型負載 恒功率型負載的轉矩與轉速成反比。在決定這類負載的電動機容量時，電動機轉矩應有最低速時的負載轉矩來決定，轉速那么由最高速決定。對于恒功率型負載，可采用恒磁通控制方式和恒功率控制方式。恒磁通控制方式的特點是磁通不變和最大轉矩不變。采用恒磁通控制方式，顯然可使電動機鐵心獲得充分利用

32、，另外，恒功率負載隨著轉速的增加，負載轉矩減小，電流也隨之減小，電流和轉速成反比。假設調速范圍為D，那么在額定轉速時的電流為額定電流的1/D，因而有利于銅耗的減小。這種控制方式比適用重負載的場合，因為負載重，銅耗大，在調速中如能減小銅耗對提高效率有利。恒功率控制方式的特點是輸出功率不變。在低速點，磁通和電流均為額定值，隨著轉速增加，磁通和電流均減小，和磁通不變的控制方式相比，鐵耗要小而銅耗要大，因此，比擬適合于負載輕的場合。(3)恒轉矩型負載 在電動機滿載的條件下，恒轉矩負載只有一種控制方式，即恒磁通控制方式。這種控制方式能同時保證磁通不變，電流不變以及過載倍數(shù)不變。其他控制方式那么不能使這些

33、技術條件得到滿足。2.額定頻率以上控制方式選擇在額定頻率以上，負載皆為恒功率負載，一般采用恒壓控制方式即近似恒功率控制方式。恒壓控制方式在保持電壓不變的條件下，輸出轉矩近似和轉速成反比。電動機功率因數(shù)也隨轉速的升高而減小，所以它并不能使電動機得到充分利用，其次，這種調速方式的過載倍數(shù)和轉速成反比，高速時，有堵轉的危險，故只有在負載較輕，調速范圍較小的場合才能應用。四. 微機控制PWM變頻調速系統(tǒng)的結構形式按系統(tǒng)調速規(guī)律來分，SPWM變頻調速主要有低頻補償?shù)暮銐侯l比轉速開環(huán)控制，轉差頻率控制和矢量控制。(1)帶低頻補償?shù)暮銐侯l比轉速開環(huán)控制，框圖如圖4-5所示，轉速開環(huán)控制，結構簡單，調試容易，

34、并且異步電動機在不同供電頻率下的機械特性硬度變化不大，所以開環(huán)變頻調速控制獲得廣泛應用，但開環(huán)控制不能保證必要的調速精度，而且在動態(tài)過程中由于不能保持所需的轉矩，動態(tài)性能較差，因此開環(huán)控制方案只能用于對調速精度和動態(tài)性能要求不高的場合。(2)轉差頻率控制它屬于轉速閉環(huán)控制，在恒磁通的條件下，通過控制轉差頻率，就可以實現(xiàn)對轉矩的動態(tài)控制?？驁D如圖4-6所示。 (3)矢量變換控制 矢量變換控制是1921年由西德Blaschke等人提出的一種新的控制思想和控制結構。通過矢量變換控制，能使交流電動機和直流電動機一樣的調速性能。 2. 按計算機參與控制的情況分類單片機控制多微機控制單片機+ SPWM器件

35、控制結構 為了獲得較為理想的調速性能，人們研制出了各種各樣的SPWM脈寬調制信號發(fā)生器有模擬的，數(shù)字的，還有混合式的，也有數(shù)片集成電路芯片組合而成的，HEF4752就是其中一種，它是80年代初英國Mullard公司研制出的一種專門用來產(chǎn)生三相正弦脈寬調制SPWM信號的大規(guī)模集成電路，它可驅動大功率晶體管，但后來研制出的SLE4520能驅動頻率更高的絕緣柵晶體管IGBT，運用SLE4520產(chǎn)生SPWM脈寬調制信號可以使變頻調速系統(tǒng)控制電路的硬件結構大大簡化，有利于提高整個系統(tǒng)的抗干擾性和可靠性，也可以使整個系統(tǒng)的調節(jié)控制變得更為簡捷，采用單片機控制時，可減小大量的計算工作量，使微機騰出空來處理一

36、些諸如系統(tǒng)測量，保護及控制工作，有利于充分發(fā)揮微機的控制作用。 采用微機+SPWM器件控制的PWM變頻調速系統(tǒng)結構框圖如下圖：五本次方案確實定由上述分析可知，采用單片機+SLE4520器件控制結構，使PWM變頻調速系統(tǒng)控制電路的硬件更加簡單，有利于提高整個系統(tǒng)的抗干擾性和可靠性，也可使整個系統(tǒng)的調節(jié)控制更為簡捷，并可減少大量的計算工作，僅用價格低廉的單片機8031就可勝任，同時也使單片機空出來處理一些諸如系統(tǒng)測量，保護及控制工作，有利于充分發(fā)揮單片機的控制作用，同時還采用IGBT開關元件，使輸出的SPWM的開關頻率達20KHZ，基波頻率可達2600HZ，到達設計要求，而且經(jīng)濟效益最正確。經(jīng)過以

37、上比擬，我們可得系統(tǒng)方框圖如下圖系統(tǒng)工作原理：首先由拔碼盤輸入給定轉速N，由于N是由P0口輸入再取入為BCD碼，轉換成二進制，并轉換為頻率F，然后判斷F所處的范圍，根據(jù)一定的軟件算法，輸出數(shù)據(jù)由數(shù)據(jù)總線P0-P7寫入地址譯碼鎖存器。然后根據(jù)地址譯碼，由微機輸出的SPWM脈寬數(shù)據(jù)分別寫入SLE4520中的3個8位數(shù)據(jù)鎖存器，經(jīng)SLE4520處理后產(chǎn)生脈沖來控制IGBT，由于IGBT必需要有一定的驅動功率及一定的保護電路，而IPM內部主要是IGBT、驅動電路、檢測電路，可以大大簡化電路，故采用了IPM模塊。如果發(fā)生事故，那么產(chǎn)生中斷來申請中斷處理。顯示接口，主要用來顯示轉速等必要參數(shù)。系統(tǒng)主回路的

38、選擇(一).系統(tǒng)主回路的框圖 一. 根據(jù)系統(tǒng)的總體結構框圖，我們可以得到系統(tǒng)的主回路框圖如圖5-1 從圖中，我們可以看出，三相電源電流經(jīng)快速熔斷器，KM觸頭，經(jīng)過形/Y形的變壓器變壓后，三相整流電路把交流電變成直流電，然后經(jīng)過電容C1、C2濾波，輸?shù)絀PM中的IGBT上。通過控制IGBT的通斷和截止，從而使電機得電，開始起動。 電阻R1和燈L作為系統(tǒng)運行的指示標志，R2用于電機制動時的耗能電阻。 二變頻器介紹與變頻電源的選擇在變頻調速系統(tǒng)中，變頻器可以分為交交變頻器和交直交變頻。變頻交交變頻是直接將電網(wǎng)的交流電變?yōu)殡妷汉皖l率都可以調節(jié)VVVF的交流電。在單相交交變頻器中，如果輸入電壓為三相電源

39、，可控整流器為三相全橋式接法，要得到單相輸出交流電共需12個晶閘管元件。因此，對于三相負載，那么需要36個晶閘管元件，另外，由于輸出波形是由供電電源經(jīng)整流后得到的，所以，交流輸出的頻率不能高于電網(wǎng)電源的頻率。交直交變頻交直交變頻的工作原理可用圖52所示的對單相負載供電的交直交變頻器來說明，它通過可控硅整流裝置把交流電變?yōu)榉悼烧{的直流電，開關元件1,3和2，4交替對負載電陰供電，那么就在負載上得到交流輸出電壓Uo，Uo的幅什由可控整流裝置的控制角決定，Uo的頻率由開關元件切換的頻率來確定，而且受電源頻率的限制。在單相交直交變換器中，如果可控整流裝置采用三相全控橋接法，需要10個晶閘管，如果要得

40、到三相交流輸出，只需增加兩個開關元件即可。變頻電源的選擇在變頻調速系統(tǒng)中，變頻器的負載通常是異步電動機，無論它處于電動還是發(fā)電狀態(tài)，功率因數(shù)都不會等于1。因此，在直流環(huán)節(jié)和電動機之間將有無功功率流動，所以必須在直流環(huán)節(jié)和負載之間設置貯能元件，以緩沖無功能量，根據(jù)無功能量的處理方式，變頻電源分為電壓源和電流源兩種。電壓源亦稱電壓型變頻器是在中間直流環(huán)節(jié)中并聯(lián)大電容以緩沖無功功率，如圖53a所示，從直流輸出端看，電源具有低阻抗，因此，輸出電壓波形接近于矩形波，屬于電壓強制方式。電流源也稱電流型變頻電源是在中間直流環(huán)節(jié)中串以大電感吸收無功功率， 如圖53b所示，從直流輸出端看，電源具有高阻抗。因此，

41、輸出電流波形接近 于矩形波，屬于電流強制方式。在本課題中，我勻利用SLE4520進行變頻調速產(chǎn)生的SPWM波調制技術，故我們通常選用電壓源變壓器。其輸出電壓波形為矩形波。整流器的說明及二極管的選擇圖54為三相橋式整流電路及其波形在波形圖中，WT1WT2范圍內，R相電壓為最大值，面S相電壓為最大負值，線電壓URS此時最大。因此，整流元件D1與D4受URS正向陽極電壓作用而串聯(lián)導通，其通路為：AVD1VD4B，其它整流元件受反向電壓作用而不導通，整流輸出電壓為線電壓URS，在WT2WT3范圍內，R相仍然為最大值，而T相電壓變?yōu)樨撓嘧畲笾?，線電壓UR7最大，因此，整流元件VD1與VD6串聯(lián)導通，其通

42、路為：AVD1RFZD6C，其它整流元件受反向電壓作用不導通，整流輸出電壓為線電壓URT同理，在各期間內整流元件導通情況歸納如下：WT1WT2URS最大VD1與VD4導通WT2WT3URT最大VD1與VD6導通WT3WT4UST最大VD3與VD6導通WT4WT5USR最大VD3與VD2導通WT5WT6UTR最大VD5與VD2導通WT6WT7UTS最大VD5與VD4導通在整流的WT1WT2其間，由上圖可知，二極管VD1與VD4導通，而VD2不導通，承受反向電壓，此時VD2的陰極接在A點，VD2的陽極通過VD4接到B點，在VD4正向導通時，內壓降很小，所以加在VD2上的反向電壓根本上等于R，S間的

43、電壓URS，同理分析出其他范圍內不導通元件承受的反缶壓降均為兩相間的線電壓，其反向峰值電壓為：UDMAXUUMAX取UDMAX540V但是從富士公司R系列IPM的資料及我們選用的IPM來看，2.34*220*1.2=618V的UDMAX對于6MBP015RA060來說是太大了，因為其最高主電壓不能超過400V，但是考慮到我們所做的系統(tǒng)容量并不大，為節(jié)約本錢600V與1200V的IPM從價格上來說是差得比擬大的，且1200V檔的無容量很小的模塊最小的也是75A級的，這樣價格就差得更大了，且75A的用在我們的設計中無疑是非常浪費的，故采用單相橋式整流電路。其UDMAX濾波器件的說明及選擇從整流電路

44、的分析中看出，經(jīng)整流出來的電壓不是純直流電，而是一個交流成分與直流電壓疊加而成的脈動直流電壓，由于脈動大，產(chǎn)生雜音或使信號嚴重失真，影響通信質量傳支質量，所以必須加濾波器進行濾波。一般情況下，濾波電容C越大，放電時間常數(shù)RFC就越大，脈動成分就越小，但也不能將C取太大，這容易導致調速動態(tài)響應變慢，所以一般取RFC3 5T/2JF，整流波形就比擬平滑，根本上可滿足負載的脈動要求，故電容器的選擇為：T為電源電壓的周期C35C故濾波電容器選擇500UF(四)逆變器件的選擇用SLE4520很容易與微處理器包括單片機結合組成大功率數(shù)字化變頻器的控制器。該控制器的最高時鐘頻率國12MHZ，正弦波輸出頻率0

45、2600HZ開關頻率從1KHZ以下到20KHZ以上，這些頻率指標可滿足逆變器中主回路開關元件GTO、GTR、IGBT、或功率MOSFET等不同需要。而對于上述主回路開關元件，GTO跟普通晶閘這、管一樣，一旦導通即能在導通狀態(tài)下自鎖，上一種必須依靠門極電流的極性變化來改變通斷的晶體管，關斷GTO的反向門極電流通常須到達陽極電流的1/41/3，因而關斷控制較易失敗，故較復雜，工作頻率也不夠高，而幾乎與此同時，大功率晶體管GTR迅速開展了起來，使GTO晶閘管相形見拙，因此，在大量的中小容量變頻器中，GTO晶閘管已根本不用。GTR與GTO相比擬雖有關斷控制容易的優(yōu)點，但因其是用電流信號進行驅動的，所需

46、驅動功率較大，故基極驅動系統(tǒng)比擬復雜，并使工作頻率難以提高。MOSFET具有工作速度快，輸入阻抗高，熱穩(wěn)定性好，驅動簡單等優(yōu)點，但它在提高擊穿電壓和增大工作電流方面進展較慢，故在變頻器中的應用尚不能居主導地位。IGBT是MOSFET和GTR相結合的產(chǎn)物，是柵極為絕緣柵結構MOS結構的晶體管，其根本結構，等效電路和圖形符號見圖55IGBT的根本結構是在N溝道MOSFET的漏極N基板上加一層P基板IGBT的集電極形成四層結構，由PNPNPN晶體管構成IGBT，它的開關作用是通過加正向極電壓來形成溝道，給PNP晶體管提供基極電流，使IGBT開通。反之，如給門極施加反向門極電壓，溝道消失，流過反向基極

47、電流，使IGBT關斷。IGBT具有MOSFET的工作速度快，輸入阻抗高，熱穩(wěn)定性好，驅動簡單的優(yōu)點，也具有GTR的阻斷電壓高，載流能力強的特點，并且沒有GTR固有的二次擊穿問題，平安工作區(qū)寬。而且還具有不用緩沖電路，開關頻率高等優(yōu)點。IGBT的這些與GTO、GTR、MOSFET相比擬來說，具有更大的優(yōu)越性，所以在本設計課題的主回路開關元件中選擇IGBT。IGBT要有相應的驅動電路及保護電路，而IPM模塊是集成IGBT，驅動電路及保護電路的器件，有利于簡化系統(tǒng)電路故在小容量的系統(tǒng)中應用較多，而我們所設計的也正是小容量系統(tǒng)，為簡化電路，故采用IPM模塊，但其有價格較高的缺點。二.IPM模塊的介紹智

48、能電力模塊是電力集成電路的一種，有時也稱為智能集成電路。在電力電子變流電路中，電力電子器件必須有驅動電路或觸發(fā)電路，控制電路和保護電路的配合，才能按人們的要求實現(xiàn)一定的電力控制功能，以往，電力電子器件和配套控制電路是分立器件或電路裝置，而今半導體技術到達了可以將電力電子器件及其配套控制電路集成在一個芯片上，形成所謂的功率集成電路，可以做成多種功率器件及其控制電路所需的有源或無源器件，比方功率二極管、GTR，IGBT，上下壓電容，高阻值多晶硅電阻，低阻值擴散電阻以及各種元器件之間的連接等。這種功率集成電路特別適應于電力電子技術高頻化開展方向的需要，由于高度集成化，結構十分緊湊，防止了由于分布參數(shù)

49、，保護延遲等所帶來的一系列難題。目前小容量變頻器中較常用以IGBT為主開關器件的IPM，如日本三菱公司的IPM模塊。電力集成模塊的智能化主要表現(xiàn)在易實現(xiàn)控制功能，保護功能和接口功能等三方面，IPM就具有這種特點，它將主開關器件，續(xù)流二極管，驅動電路，電流、電壓、溫度檢測元件及保護信號生成與傳送電路，及某些接口集成在一起，形成所謂混合式電力集成電路，表現(xiàn)它的智能與靈巧特色。IPM的結構：以富士公司R系列IPM為例，介紹其結構及功能：6MBP015RA060智能電力模塊的內部結構如下圖IPM的端子功能端子標號內 容P變頻器的整流變換平滑濾波后的主電源VD的輸入端子P：+端 N：- 端NB制動輸出端

50、子：減速時再生制動電阻電流的輸出端子。U變頻器3相輸出端子VW GND UU相上臂控制電源VCC輸入VCC U ：+端，GND U ：-端 Vcc U GND VV相上臂控制電源VCC輸入VCC V ：+端，GND V ：-端 Vcc V GND WW相上臂控制電源VCC輸入 VCC W ：+端，GND W ：-端 Vcc W GND下臂公用控制電源VCC輸入VCC ：+端，GND ：-端 Vcc Vin U上橋臂U相控制信號輸入端 Vin V上橋臂V相控制信號輸入端 Vin W上橋臂W相控制信號輸入端 Vin X下橋臂X相控制信號輸入端 Vin Y下橋臂Y相控制信號輸入端 Vin Z下橋臂Z

51、相控制信號輸入端 ALM保護電路動作時的報警信號輸出內置電氣功能綜述1 3相變頻器用IGBT，F(xiàn)WD。2 全部IGBT驅動功能3 全部IGBT的過流保護功能OC4 全部IGBT的短路保護功能SC5 全部IGBT驅動電路的控制電源欠壓保護功能UV6 全部IGBT管芯過熱保護功能7 安裝全部IGBT，F(xiàn)WD的絕緣基板的溫度過熱保護功能8 N 線側OC，SC，UV，及動作時，保護作用開始后，報警輸出功能ALMIGBT的驅動功能 全部IGBT的驅動功能為內置。本驅動電路具有如下特點：1.軟開關 分別使用單獨門極電阻,根據(jù)驅動元件的特性,可獨立地控制各自的開關dv/dt。 單電源驅動無須反偏電源 由于驅

52、動電路與IPM間的連線縮短,布線阻抗變小,無反偏電源也能正常驅動。下臂側控制地GND公用，僅需1組驅動電源，總共需4組獨立驅動電源。 誤導通防止 關斷時，由于設計為低阻抗接地方式，防止因噪聲等使VGE升高而產(chǎn)生的誤導通。2.過電流保護功能OC IGBT的過電流保護，檢測出集電極電流，如在68S 的時間內連續(xù)超過Ioc，那么軟關斷IGBT。但是，如在不到的時間內，電流已下降到Ioc以下時；或在時間內有OFF關斷信號輸入時，OC保護功能就不動作。另外，關斷期間OC，SC都不動作。包括制動單元的全部IGBT都有OC保護功能 檢測局部功耗小 IGBT 管芯內置電流傳感器的IGBT流過的檢測電流，與主I

53、GBT的Ic相比非常小，與取樣電阻的損耗相比，其檢測損耗也能做到很小。 內置防止誤動作閉鎖功能UV，OH公用全部IGBT的 OC保護功能，閉鎖時間約持續(xù)2ms，保護動作閉鎖期間，即使有ON輸入，IGBT也不動作。 尤其是下橋臂，包括制動單元的各相ALM間相互連接，下橋臂側保護動作，下側各IGBT在閉鎖期間均停止工作。 軟關斷UV，OH公用 在保護動作時，因IGBT軟關斷，關斷時的dv/dt較小，浪涌電壓可抑制在較低水平。 動作延遲時間保護不動作時間 如電流超越Ioc的持續(xù)時間不到那么保護動作不起作用，因此瞬間過電流及噪聲不會導致誤動作。3. 短路保護功能SC OC保護功能動作時，SC保護將聯(lián)動

54、，能抑制因負載短路及橋臂短路的峰值電流。4. 控制電壓低下保護功能UVUV保護功能，當控制電源電壓Vcc下降到VUV時，如輸入信號為ON，那么IGBT軟關斷。 此外，因UV采用滯環(huán)設計，當Vcc恢復至VUV+VH時，如輸入信號為OFF，那么解除ALM報警。5. 管殼溫度過熱保護 采用與IGBT，F(xiàn)WD管芯裝在同一陶瓷基板上測溫元件檢測基板溫度，當檢出溫度超越保護溫度值持續(xù)一段時間約1ms后，過熱保護動作。此時，假設下橋臂側IGBT 的輸入信號為ON時，將被軟關斷，在2ms閉鎖期間停止工作。OH滯環(huán)為防止產(chǎn)生振蕩也設置了滯環(huán)， 動作2ms后，管殼溫度Tc下降到-后，保護動作解除。 保護動作延遲時

55、間為防止噪聲引起的誤動作，如管溫超過的持續(xù)時間不大于1ms那么過熱保護不動作。6. 管芯溫度過熱保護功能 采用與IGBT管芯在一起的測溫元件檢測IGBT管芯溫度，當檢出溫度超越保護溫度值持續(xù)一段時間約1ms 后，過熱保護動作。此時，假設IGBT 的輸入信號為ON時，將被軟關斷，在2ms閉鎖期間停止工作。OH滯環(huán)為防止產(chǎn)生振蕩也設置了滯環(huán)， 動作2ms后，管芯溫度下降到-后，保護動作解除。 保護動作延遲時間為防止噪聲引起的誤動作，如結溫超過的持續(xù)時間不大于1ms那么過熱保護不動作。7. 報警輸出功能ALM 下臂側OC，UV，及各保護動作的閉鎖期間，輸出報警信號；如Vin為ON狀態(tài)，即使閉鎖期間已

56、結束，報警及保護功能也不復位；等到Vin 變?yōu)镺FF時，報警及保護才復位。上橋臂上橋臂OC，UV，保護功能動作時，沒有報警輸出。經(jīng)過2ms的閉鎖期后，如輸入信號為OFF，那么保護動作解除。 下橋臂的報警輸出相互連接因包括制動單元的下臂側所有驅動電路的報警端子連在一起，報警輸出時所有IGBT都停止。經(jīng)過2ms的閉鎖期后，如輸入信號為OFF，那么保護動作解除。IGBT-IPM的特點 IPM智能功率模塊，與過去的IGBT模塊和驅動電路的組合電路相比，有如下特點：1.1 驅動電路內置在最正確設定條件下，驅動IGBT。 驅動電路-IGBT間的連線縮短，驅動回路的阻抗變低，所以無須反向偏置電源。 總共需4

57、路電源：上臂側3路獨立，下臂側1路公用。1.2 內置保護電路過流保護OC，短路保護SC，控制電源欠壓保護UV，過熱保護OH，及報警輸出ALM均為 內置。 OC，SC保護能防止因過電流，負載短路導致IGBT的損壞，由于對每個IGBT的集電極電流進行檢測，所以無論 哪個IGBT發(fā)生異常都可保護，尤其橋臂短路也可保護，由于每個IGBT均有內置的電流檢測，無須另加檢測元件。 UV保護對驅動電源欠壓起保護作用，整個驅動電路內置。 OH保護能防止IGBT，F(xiàn)WD過熱，在IPM 內部的絕緣基板上裝有溫度檢測元件，可以檢測基板溫度。管殼溫度 過 熱保護。 R系列IPM，IGBT管芯內設有溫度檢測元件，對于芯片

58、的異常發(fā)熱，OH保護可快速動作管芯溫度過熱保護。 與相比，對于IGBT管芯異常發(fā)熱的保護動作時間更短。 ALM為保護動作時的報警輸出，當及下臂OC，SC，UV，某些動作時，向IPM的控制器發(fā)出報警異常信號，隨之停止系統(tǒng)的工作。下列圖為應用電路例如3光耦外圍電路3.1 控制輸入用光耦 光耦規(guī)格 請使用滿足以下要求的光耦CMH=CMLgt;15KV/s 或 10KV/s TPHL=Ts s CTRgt;15% (例)HP產(chǎn)：HCPL-4505，HCPL-4506；東芝產(chǎn)：TLP759IGM，另外，要符合UL，VDE等平安認證。 光耦與IPM間布線 為使光耦和IPM控制端子間布線阻抗最小，布線應最短

59、；由于初，次級間常加有大的dv/dt，初，次級的布線不要 太靠近，以減少其間的耦合電容。 發(fā)光二極管驅動電路3.2 報警輸出用光耦 光耦規(guī)格 可使用普通光耦，但滿足以下特性為佳。 100%lt;CTRlt;300% 輸入限流電阻光耦輸入側發(fā)光二極管限流電阻為內置，直接接Vcc=15V時，IF約為10mA，因此無須外 接限流電阻。但是，要求光耦輸出Ioutgt;10mA時，請使用CTR值足夠大的光耦。 光耦、IPM間的配線因報警光耦加有很大的dv/dt，考前須知與相同。2考前須知2.1 控制電源 如圖7，8所示，控制電源必須是上橋臂側3組，下橋臂側1組，總計4組獨立電源。使用市售的電源組件時，電

60、源輸出側的GND端子不要互連。 假設將輸出側的GND接成輸出的+或端，電源輸入端的接地端互連，可能出現(xiàn)誤動作。 另外，應盡量減少各電源與地間的雜散電容。2.2 4組電源的結構應互相絕緣輸入局部連接器及印刷電路版 4組電源間以及與主電源間都應絕緣，此外，因IGBT在開關時有很大的dv/dt施加于絕緣上，應確保足夠的絕緣距離建議大于2mm。2.3 GND的連接 下臂側控制電源GND 與主電源GND 已在IPM內部連接，因而絕對不要在IPM的外部進行連接。 假設再連接，下臂與IPM的外部連線間將因di/dt引起環(huán)流，可能導致光耦，IPM的誤動作，甚至破壞IGBT 的輸入電路。2.4 控制電源用濾波電