全橋變換器報告

1、1600W全橋變換器Saber仿真及讀書報告學院信息工程學院專業(yè)電子與通信工程年級班別2017級（2）班學號2111703116學生姓名陳文威指導教師李志忠2017年12月目錄、1600W全橋變換器Saber仿真11性能指標：1.(1)最大占空比Dmax的確定1.(2)變壓器匝比K=Np/Ns、最小占空比Dmin的確定1(3)磁芯的選擇2.(4)初級線圈和次級線圈的匝數(shù)2(5)輸出電感的計算3.(6)輸出電容的計算4.(7)選擇功率開關(guān)管Q1Q44.(8)選擇反并二極管D1D45.(8)選擇整流二極管DR1和DR25.(9)防止磁通不平衡的隔直流電容的計算5(10)設計II型誤差放大器.6.(

2、11)開環(huán)仿真8.(12)閉環(huán)仿真9.、讀書報告121不對稱pwm反激變換器122最大無線功率傳輸效率的自適應最優(yōu)負載電路的設計213綜述261600W全橋變換器Saber仿真i性能指標:輸出功率Po=1600W輸入直流電壓Vinmin=238V342V額定輸出電壓Vo=48V額定輸出電流Io=33.33A輸出電壓紋波Vrr:1%的最大值開關(guān)頻率fs=100KHz期望效率4=0.8(1)最大占空比Dmax的確定為了要防止橋臂上下倆管同時導通，需要設置一個死區(qū)時間。所以Q1和Q3與Q2和Q4的最大導通時間必須限制在半周期的80犯內(nèi)，即每個開關(guān)管的最大導通時間為0.8Ts/2,從而開關(guān)管的最大占空

3、比為：Dmax0.8Ts2Ts=0.4(2)變壓器匝比K=Np/Ns、最小占空比Dmin的確定由功率守恒定理，輸出功率PO=V0MIo,輸入功率Pn=PO產(chǎn)，由安匝守恒可得Io/Ipft=K=Np/Ns(其中Ipft為初級電流脈沖等效為平頂脈沖后的峰值)，從而變壓器的匝比：K_NP_2DmaxVinmin一Ns一Vo于是可以求得K=NP/NS=2O,2380.8=3.1748然后由下式求出高壓滿載時的最小占空比DminDminKVo3.1748=0.2782Vinmax23420.8(3)磁芯的選擇磁芯可以根據(jù)AP法來選擇,公式如下:AP=AeAw=PoDmax2BmaxfsKuJ式中Bmax

4、為磁芯峰值密度，單位為T；fs為開關(guān)頻率，單位為H乙Ku為磁芯窗口填充系數(shù)，單位為1;J為電流密度，單位為Am2；A、A分別為磁芯的截面積和窗口面積，單位為m2上式中磁芯峰值密度Bmax取0.1T;電流密度J取5M106Azm2；窗口填充系數(shù)取0.2;Po=660WDmax為0.4;fs為100000HZ4為0.8。從而可以計算出AA=4.01*104m4=4.01cm4,我們選擇最佳磁芯TDK-PCEE57/47-Z其磁芯面積Ae為3.44cm2,窗口面積Aw為2.8236cm2,有效磁路長度lg=102mm；顯然AAw=4.01<3.44*2.8236=9.7132cm4。(4)初級

5、線圈和次級線圈的匝數(shù)初級繞組匝數(shù)由以下式子求出:NpMnminDmax"minDmaxfsAeB2fAeBmax所以:Np從而次級線圈的匝數(shù)為:原邊無氣隙電感LP為Np14NS1=NS2=Ns=4匝K3.172380.444a4匝2101043.4410J0.1AeNp0i3.4410%1424二10，2300,LP3=1.91mHle10210其中：計為鐵氧體PC40的初始磁導率，取2300;。為真空磁導率為4nx10;lg為磁芯的有效磁路長度為102M10"mg(5)輸出電感的計算輸出電感是連續(xù)模式，所以電感選擇應保證電流到輸出最小規(guī)定電流Io(min)=0.1Io時，

6、電感電流也能保證連續(xù)。直流電流等于電感電流斜坡峰峰值的，十，°Io(min)(ILmax-LLmin)/2或(ILmaxILmin)=dI=0.2I。，于是dI-2Io(min)十二(Vs-V。)Lf而Vo=Vs(2Ton/TS),則有:VoTs2VSS當輸入直流電壓Vn及相應的副邊電壓Vs最大時，Ton為2DminwTs,于是0.2I。=2Dmin1-1)VODminTs(-Dmin)VoLfLffs輸出電感Lf為:Lf1-、，(2一Dmin)Vo0.2Iofs(0.5-0.278)*480.2*33.33*10*104=17.76uH求得輸出電感值Lf=17.76uH(6)輸出電

7、容的計算輸出電容Cf的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求。輸出紋波幾乎完全由濾波電容的ESR的大小決定，而不是由電容本身的大小來決定，阻性紋波電壓峰峰值Vrr為：Vrr=ESRdIIo=0.21。上式中：V=領(lǐng)=0.48V,dl是所選的電感電流紋波的峰峰值=6.66A則有:ESR二dl0.486.66=0.072Q由于ESR與Cf的乘積基本不變，其值可取65M10、因此cf可選為:6510-60.072=903uF驗算容性紋波Vcr,從導通時段中點到關(guān)斷時段的中點的半個周期(5us)內(nèi)，紋波電流為正。該三角波電流的平均值I為lo/4=1.67A,所以此時平均電流在Cf上產(chǎn)生的紋波電壓為:1.67

8、510上90310=9.2mV(7)選擇功率開關(guān)管Q1Q4開關(guān)管Q1Q4勺電壓應力相同，都是等于輸入電壓。乂廠=%max=342V開關(guān)管Q1Q4勺電流應力相同，由下面公式計算：Ic33.33Idm=Ipfto=-=10.5AdspftK3.17實際上在選取開關(guān)管的時候，VdT的取值為MOSFET定電壓的8085流右，故MOSFE的電壓額定Vdds=Vd：ax80%=428V;其額定電流Id.(1.62)I簟=16.821.0A,故其額定電壓為500V,電流額定為25A。(8)選擇反并二極管D1D4反并二極管D1D4勺電壓應力、電流應力與開關(guān)管一樣。故:VDmax:Vdmax=342VIDms=

9、0.410.5=6.64A實際上在選取二極管的時候，最大反向電壓Vrrm>1.3VDmax=445V,平均正向電流IF>1.5IDTs=9.96A,最大其額定電壓為500V,電流額定為10A。(8)選擇整流二極管DR1和DR2整流二極管DR1和DR2的電壓應力相同，由下面公式計算:VDRax=2Vinmax=2父290切6VK3.17整流二極管DR1和DR2的電流應力相同,由下面公式計算:rmsIDR12DmaxxmaxIo«22.3A實際上，最大反向電壓Vrrma1.3VDT=281V,平均正向電流If>1.5IDRs=33.5A,其額定電壓為300V,電流額定為

10、18A。(9)防止磁通不平衡的隔直流電容的計算飽和效應的產(chǎn)生是由于初級存在直流分量，為了避免這個直流分量的存在,可在初級繞組中串聯(lián)小容值的隔直電容Cb。下降幅度dV不應該超過10%0Ipft0.8Ts2Ipft0.4Ts4Ipft410.5Cb4dVVnmin10%Vnminfs23810104=1.76uF(10)設計II型誤差放大器參數(shù)如下:輸入電壓：Vn=310V輸出電壓：V0=48V變壓器原邊繞組匝數(shù)：Ni=14變壓器副邊繞組匝數(shù):NS2=NS3=4輸出濾波電感：Lf=17.76uH輸出濾波電容：Cf=903uF.(ESR=0.072,J)開關(guān)頻率：fs=100kHz參考電壓：VR=2

11、.55V鋸齒波電壓峰峰值：Vramp=2.5V首先，計算直流增益A一擔選二"汽VrampNp乂2.5142.5548=1.88GDc-20log(Adc)-20log1.88)=5.5dB輸出LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為：L11Fo1.26KHZ2-LfCf2二.17.761090310”ESR零點頻率(幅頻特性由斜率-2突然轉(zhuǎn)為-1的頻率)為FESR12RESFCo=2.449KHZ2二0.07290310/現(xiàn)在選取交越頻率為開關(guān)頻率的1/5,即20KHZ。則G(fc-fb)=220(logfc-logfb)=-40logfc=-11.5dB所以C點的增益GC=5.5+(-11.5)=-

12、6.0dB-：G(fco-fc)=-210(logfco-logfc)=2010g幺=-18.2dBfc所以Fco的增益Go=-6.0+(-18.2)=-24.2dB因此，使得20KHZ是交越頻率，誤差放大器此頻率的增益為+24.2dB(16.2)誤差放大器增益加上總增益必須以-1斜率穿過交越頻率。II型誤差放大器幅頻特性的水平部分增益是R2/R1,如果R1取1KQ,則R2=16.2KQ。假設相位裕度為45°。環(huán)路在10KHz勺總相移位360-45=315°,LC濾波器產(chǎn)生滯后相移，通過查表得到，對于Fco=20KHz和Fesr=2.449KHZ,相位滯后約為97.10,于

13、是，誤差放大器僅允許315-97.1=217.9。通過查表可得誤差放大器滯后217.9。，K等于于3即可。為了保證足夠的裕度，假定K=3,產(chǎn)生相移216o,加上LC濾波器的97.1o滯后相移，總相移滯后313.1o,因此相位裕度為360-313.1=46.9o的相位裕度。K=3時,零點頻率Fz=20/3=6.7kHZFz=1/(22G)R=16.2k'1G=1/2nRFz=1/(2nm16.2父103父6.7m103)=1.5nF極點頻率FP=1/2二RC2=320=60kHzC2=1/(2R2Fp)=1/(2二16.210360103)=164pF(11)開環(huán)仿真(1)其仿真模型圖如

14、下全橋開環(huán)仿真模型圖(2)全橋變換器閉環(huán)仿真穩(wěn)定工作時主要波形圖:基于SG2535控制的全橋變換器閉環(huán)仿真穩(wěn)定工作時主要波形圖(3)輸出電壓波形0.0TNCh嶙4麗6.0im8.0m100m120mU.Om1B.0m160m20Om1(*)全橋變換器閉環(huán)仿真輸出電壓波形(12)閉環(huán)仿真(1)其仿真模型如下圖所示:圖1基于SG3525控制的全橋變換器仿真模型圖(2)全橋變換器閉環(huán)仿真穩(wěn)定工作時主要波形圖：Fii|_M郵圖2基于SG2535控制的全橋變換器閉環(huán)仿真穩(wěn)定工作時主要波形圖(3)輸出波形Ful-bridge咽圖3全橋變換器閉環(huán)仿真輸出電壓波形4Eb£*10仁0期9:當91仁*0

15、156心。心境匕m*i口口廣策二763口白民二丫二口邛帽嶼所*0川5第：=JiFh=.44.204Mhi4Sfirr殳。mIBhn圖4全橋變換器閉環(huán)仿真輸出電壓紋波圖3給出了全橋閉環(huán)仿真輸出電壓波形，這是變換器從啟動到輸出電壓穩(wěn)定的過程。從仿真結(jié)果來看，電路能穩(wěn)定輸出47.924V0圖4給出了輸出紋波電壓波形圖，電壓紋波為0.415V,輸出電壓紋波控制在1%內(nèi)，符合設計要求。:、讀書報告1不對稱pwm反激變換器D.H.Seo,O.J.Lee,S.H.LimandJ.S.Park三星電機股份有限公司電力電子團隊韓國Kyunggi-DoSuwon,Paldal-GuMaetan-three,314

16、,442-743電話+82-331-210-6246傳真+82-331-210-5529電子由B箱：ntuvaniessamsung.co.kr摘要-本文提出了具有反激式輸出整流器（非對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器）的非對稱PWM變換器。非對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器在有源開關(guān)中具有使用寄生元件諧振的零電壓開關(guān)（ZVS的特性。而且，整流器級中的二極管可以輕松整流，這使換向期間的損耗和噪音最小化間隔。本文介紹了設計程序，其中包括有源開關(guān)的ZVSE圍和元件值滿足二極管的零電流開關(guān)（ZCS。實驗結(jié)果證實了這種拓撲的有效性。1、 前言為了克服一個開關(guān)損耗的增加在常規(guī)的高開關(guān)頻率操作中PWM轉(zhuǎn)換器，開發(fā)了幾種軟開關(guān)技

17、術(shù)。從開關(guān)應力較低，附加元件數(shù)量較少，工作頻率恒定的觀點來看，非對稱型PWM諧振變換器在傳統(tǒng)諧振變換器上具有較強的優(yōu)越性。以前的非對稱PWM轉(zhuǎn)換器有一個半橋式整流器。它的諧振元件基本上是諧振電容和變壓器的磁化電感，所以不使用寄生有效的變壓器組件。有源鉗位反激式轉(zhuǎn)換器比以上傳統(tǒng)的PWM轉(zhuǎn)換器更具優(yōu)勢。它使用變壓器的漏感，并具有類似傳統(tǒng)的反激式轉(zhuǎn)換器的操作。開關(guān)上的軟開關(guān)以最少的附加元件數(shù)獲得，但帶有有源鉗位電路的反激式轉(zhuǎn)換器存在二極管反向恢復問題，具有源開關(guān)必須克服比輸入電壓高得多的電壓應力。因此這是不適合的用高輸入電壓，如兩級PFCDC-D啜換器。相反，建議非對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器（圖1）有兩

18、個諧振模式。換句話說，諧振電容和磁化電感在第一諧振模式下共振。諧振電容器和變壓器的漏感是諧振元件，使開關(guān)和二極管能夠輕柔地整流電壓或電流。止匕外，非對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器適用于高輸入電壓應用，因為開關(guān)上的電壓應力被限制在輸入電壓，其簡單的配置（包括自動復位變壓器）能夠以最少的元件數(shù)量降低成本。最后，非對稱PWM反激變換器具有PWM變換器的特點，因此設計過程簡單，透明。TransformerwithAirGap圖1.不對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器2、 操作原理該轉(zhuǎn)換器的操作可以分為四個階段，初級電流的方向及其路徑?jīng)Q定了每個階段。變壓器由具有勵磁電感，漏感和具有匝數(shù)比的理想變壓器的等效變壓器模型代替。等

19、效電路和波形分別如圖2和圖3所示。對于每個時間問隔，操作原理如下所述。階段1變壓器的初級電流Ii是負向的，因此，電流流過S1的體二極管。上面的開關(guān)Si在tlus間隔前已關(guān)閉，在電流變化的方向之前，應該先導通S1,而在ZVS的條件下使開關(guān)損耗最小。下部開關(guān)S2在整個間隔期間關(guān)閉。階段2I1變?yōu)檎?。S1在I1階段已經(jīng)被打開，S2依然關(guān)閉。I1由輸入電壓和電容器電壓之間的差異幾乎線性地增加。變壓器的初級電感和諧振電容是這個間隔中的兩個諧振元件。電能存儲在變壓器中。階段3此階段在S1關(guān)閉時開始。S2,Cs2的輸出電容放電，體二極管導通。在ZVS的條件下，S2應該在電流變化的方向之前接通。諧振電容器和

20、變壓器的漏電感考慮了在階段3和階段4期間的電流的諧振波形。磁化電流與初級電流之間的差值成為輸出電流，由變壓器的匝數(shù)比來縮放。階段4在此期間，變壓器的磁化電流從正向變?yōu)樨撓?，I1變?yōu)樨撝?。S2已經(jīng)打開，S1仍然關(guān)閉。該間隔由S2的關(guān)閉信號終止.543、穩(wěn)態(tài)分析具有不對稱占空比的方波如下面傅立葉譜所示士v“口*I叫r+4)Tirn+V'711-cos2n*sin(其中V1是輸入電壓，D是S1的占空比，w0是開關(guān)頻率和。=tanJTsin2屈就)1-cos271MQ)諧振電容CB阻斷了Vs的直流分量。而交流分量被饋送到諧振電路。所以CB的平均電壓是V1*Do如果CB的交流紋波可以忽略，諧振電

21、容電壓接近于直流，變壓器的漏感比勵磁電感小得多，那么變換器的電壓增益如下，利用變壓器的伏秒平衡。其中V0是輸出電壓，變壓器比例是N:1。使用轉(zhuǎn)換器的功率平衡，初級電流的峰值Il.pk近似如下whereI0,L1,fs分別為輸出電流，初級電感，開關(guān)頻W是D的函數(shù)，并且隨著D從零增加到0.5而增加，并且隨著D從0.5增加到1而減小.將電流饋送到輸出的能力限制為D的0.5。因此，應考慮轉(zhuǎn)換器的有限的占空比利用率。對于SI的ZVSI1應該是負向的，即在階段1開始時流過S1的體二極管。換句話說，Ii.pk應該小于。.其中是轉(zhuǎn)換器的預期效率。輸出電流I0由磁化電魂與主諧振電流I1之間的差值組成。因此，在零

22、電流切換或零電流切換的條件不，二極管關(guān)斷的階段4結(jié)束時，這兩個電流應該是相等的。也就是說，在階段3和4中，WhcTE!（7）=j-，十1/jL,。=q，Ji:mk,RD,L1和L2是耦合系數(shù)，繞組電阻，初級電感和次級電感對于二極管的ZCS諧振電容應該是設計滿足以下等式。/?（'）Lit11«）hl.叫（10）4、設計和實驗結(jié)果為了驗證這個提議的拓撲的有效性，設計和建造一個80WDC-DC專換器。硬件配置在6有描述。這個原型的參數(shù)：Vi=400V,V0=19V,10=4.21A,f,=140kHz,N=8,L1=426pH,L2=7.18pH,k=0.96,RD=0.2褥且CB

23、選擇為35nF,這使得二極管的ZCStt夠充分地降低電容器的交流紋波其結(jié)果波形和效率分別如圖4和圖5所示。實現(xiàn)兩個有源開關(guān)中的ZVS并獲得二極管中的ZCS在包括控制器的功耗在內(nèi)的滿負荷條件下，原型的效率約為93%。10090000000008765d321金2一山00204Q608010。OutputPower(Wall)Fig.5.Efficiencyvs.OurputPower5、結(jié)論本文提出了非對稱PWM反激式轉(zhuǎn)換器，并通過實驗驗證了其有效性。并對其工作原理和穩(wěn)定狀態(tài)分析進行了描述。這種拓撲通過軟開關(guān)技術(shù)使開關(guān)損耗和噪聲最小化。設計和制造80W樣機，滿負荷條件下效率為93%。ttt?-J

24、aiESRJt-5fcT£LB<->sw-&zM>a_sa5>-5fiK&N苣DMEtaMr*<*sJ,ex>p>n=&>E£參考文獻IJPaulImbertsonandNedMohan,“AsymmetricaDutyCyclePermitsZeroSwitchingLossinPWMCircuitswithNoConductionLossPenalty,InTrans.onIndustryApplication,pp.121-125,Jan.1993.2 PraveenK.Jam,AndreSt-M

25、artinandGaryEdwards,"AsymmetricalPulse-Width-ModulatedResonantDC/DCConverterTopologies,InTransonPowerElectronics,pp.413-422,May19963RameshOruganti,PhuaCheeHeng,JeffreyTanIoanGuanandLiewAhChoy,“SoftSwitchedDC/DCConverterwithPWMControl,"inTrans.OnPowerElectronics,pp.102-114,Jan.1998.4 GoranS

26、tojcic,“ActiveClampPWMConverter:Design-OrientedAnalysisandSmall-SignalCharacterization,VPI&SUThesis,1995.5 RWatson,F.C.LeeandG.C.Hua,“UtilizationofanActive-ClampCircuittoachiveSoftSwitchinginFlybackConverters,“inPESC,pp.909-916,1994.6 S.H.Lim"AsymmetricalDutyCycleFlybackConverter,'USPat

27、entNo.5959850,Sept.28,19992最大無線功率傳輸效率的自適應最優(yōu)負載電路的設計摘要-一種在13.56MHz下的最大無線功率傳輸（WPT效率的自適應最優(yōu)負載電路（ALQ提出了磁耦合諧振WP琮統(tǒng)。ALC是基于集總元件的匹配電路。該串聯(lián)部分由申聯(lián)電容和電感組成。分流部分由變?nèi)荻O管和電容與開關(guān)組成。最佳負載阻抗的可調(diào)范圍為0.2?50Qo提供的例子證明了ALC對達到最大的效率的有用性和有效性。索弓I詞-無線功率傳輸、最適負載、自適應負載電路I.引言近來無線電力傳輸成為熱點問題之一，因為它對一些日用品有許多技術(shù)的影響，例如手機，筆記本電腦，醫(yī)療器械，電動車等。WPT勺概念是由特斯

28、拉于1914年發(fā)起的1。但直到最近，由于其效率低，仍然沒有實現(xiàn)應用。2007年，基于耦合模式理論（CMT2的磁鐵耦合WP礎(chǔ)馬薩諸塞理工學院（MIT）Soljacic教授及其研究小組首先提出3。他們成功地點亮了一個60W的燈泡，器距離7英尺（超過2米）通過使用高Q因子的螺旋線圈。據(jù)報道，在9.9MHZM效率約為40%。在本文之后，許多關(guān)于采用各種類型諧振器的磁耦合WPT勺研究論文已經(jīng)報道。最佳負載條件下最大電力傳輸效率的磁耦合共振WPTS統(tǒng)已提出3,4o然而，實現(xiàn)最佳負載還沒有已解決。在本文中，基于類似的推導最佳負載條件最大功率傳輸?shù)男?，我們提出一個緊湊的自適應最優(yōu)負載電路（ALC用于最大的無

29、線電力傳輸效率。它是基于主要由兩個變?nèi)荻O管和七個開關(guān)控制的集總元件匹配電路。n.雙諧振環(huán)路的磁耦合無線電力傳輸圖1為簡化示意圖。主回路連接到AC電壓源V和次級回路連接到由RL表示21的負載。環(huán)的半徑為ri和r2,并且螺旋環(huán)的半徑分別是rringl和rring2。C1和C2是片式電容與回路具有一些的電感形成諧振。網(wǎng)是由電流上通過環(huán)路1產(chǎn)生的磁通量和燈是電流通過環(huán)路2產(chǎn)生的磁通量。Prad和Ploss表示輻射功率和環(huán)路消耗功率。兩個環(huán)路之間的距離是用d表示。根據(jù)環(huán)形天線理論，遠場Prad輻射的特征，如果有的話，主要發(fā)生在垂直于磁通線的方位角方向，如圖所示。圖1簡化雙諧振回路磁耦合無線電力傳輸系統(tǒng)

30、原理圖圖2給出了在圖1所示W(wǎng)P僚統(tǒng)的等效電路。Rli和Rl2是導體的歐姆電阻，Rr1和Rr2是輻射損耗電阻。L1和L2分別是回路1和2的自感。M是由給出1的互感因數(shù)M=k3L2)2,其中k是耦合系數(shù)取決于r1、R2和d。I1和I2是在每個回路上流動的電流。功率傳輸比，(或WP微率)由下式給出nPlk2Q1Q2PLPn(1-)2k2Q1Q2(1L)其中Q1和Q2是由Q1=WoL1/R,Q2=w0L2/R2給出的品質(zhì)因數(shù)，是歸一化負載電阻由給出。R1和R2是環(huán)路諧振的總電阻由RlRh+Rr,R2=Rr2+Rl2P=Rl/R2給出。為了穩(wěn)定Q1,Q2R2和k,'取決于負載阻抗RL或更直接地P

31、=Rl/R2。通過設置“l(fā)(B)等于零，我們可以找到最大化Pout,即：Pout=RL,out/R2=/+k&Q2(2)在圖3中，繪制WP微率久作為在同一Wo下對于不同b(b=P/Pout=Rl/R_,out)的一個函數(shù)的圖像。這些曲線顯示了擇最佳負載電阻入對于WP微率的重要性選。但是，任何通常的測量設備和接收器的終端阻抗通常固定在50Q。因此,ALC需要將來自接收機的任何特定阻抗轉(zhuǎn)換為最佳負RL，opt圖3作為kQ(b=P/'ut)函數(shù)的WP微率“Lm.自適應最佳負載電路圖4是WP保統(tǒng)使用集總元件的ALC的示意圖。ALC是基于基本的集總元件匹配電路。最適負載電阻(RL,opt

32、=R>kQ)由式(2)給出，即使kQ很大,R2很小,通常這個電阻也小于50QACVultn即Source圖4無線電力傳輸系統(tǒng)最適負載電路示意圖在本設計中，所需最佳負載電阻的范圍假定為0.2?50Qo電感和電抗的表達式Receiver轉(zhuǎn)化到R,opt在這里重新給出如下5x4Rreceiver-R|,optRreceiver(3)(4)對于Receiver=50Q的情況，計算出的電抗X和導納B被繪制為所需最佳負載阻抗的函數(shù)，如圖5所示。30*ti*f1p'L25reactancesusceptance5)】中puJSdauMnsRequired«碼圖5在Receiver=5

33、0時計算的ALC的阻抗和導納ALC的原理圖如圖6所示。理想ALC由一系列可調(diào)電感器和并聯(lián)可調(diào)諧電容人工-，T組成。圖6自適應最適負載電路原理圖然而，沒有范圍從5.8nH至U293nH的可調(diào)諧電感器。為此，ALC所提出的串聯(lián)可調(diào)電感器被替換為由電感和由串聯(lián)電容塊（62pF的電容和變?nèi)荻O管）組成。變?nèi)荻O管的可變范圍為1.7到10.3pF。SMV1283-011LF接合變?nèi)荻O管超突發(fā)Skyworks公司的解決方案，被選擇來控制C值。推薦的變?nèi)荻O管的電容范圍為14.228pF至0.517pF,相應的必要反向偏置電壓為0V至26V。電感器的值已被選擇為2.2PH,以確保當變?nèi)荻O管被加載時它具有

34、足夠?qū)挼膸?。我們限制使用值?0.3pF的（約0.8V）至1.7pF（約6.2V）。分流部分由一個變?nèi)荻O管和一個電容器塊（由七個組成具有開關(guān)功能的電容器）組成。C1、C2C3C4C5C6和C7分別為50pF,100pF,200pF,300pF,500pF,1nF和2nF。電容可能的范圍為15?102pF。來自SanyoSVC23儂容二極管被選擇來控制Cv2值。使用開關(guān)和偏置電壓控制的電容范圍為15pF至4nF0所需的串聯(lián)變1中。容二極管和并聯(lián)變?nèi)荻O管的值，以及開關(guān)操作條件總結(jié)在表表一雙變?nèi)荻O管和開關(guān)條件下對于不同最適負載阻抗的要求值RloptQCyl(pF)Cv2(pFSwitch(o

35、n)12345670.21.6954OOOO00.52.323700130443QQO56.0754OOO10a.oi70OO2510.23350圖7(a)和(b)顯示了有ALC和沒有ALC兩種類型WP微率的比較。在這些模擬，兩個環(huán)的半徑為10厘米。環(huán)形諧振器的Q因子是1840。兩個環(huán)路諧振器之間的距離d分別為20cm和43cnr耦合系數(shù)k分別為0.037和0.0056。電阻R2約為0.02Qo就這樣計算出的最佳負載阻抗RLopt為1.32和0.2Q。比較WPT,op效率的三種情況，沒有ALC(Rreceiver=50),具有理想的ALC與提出的ALC第三種情況的帶寬比第二種情況窄。這是由于使用了串聯(lián)LC塊，代替串聯(lián)可調(diào)電感(不可實現(xiàn))。圖7(a)和(b)中顯示了在13.56MHz下，為從64.2%曾FrequencyMHz力口至ij97.1%,和從3.9%曾力口至I82.3%。1009。70£0£50卷翻30201。0-wJoALC-withidealALCwithpraposedALC1112131*41516FrequencyMHz(a)d=20cm(RL,0Ptm32QkQ=68)(b)d=43cm(RL,opt432'：kQ=68)圖7有ALC和無ALC兩種情況下WP微