PWM控制技術(shù)深度剖析

1、第 6 章 PWM 控制技術(shù)主要內(nèi)容：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析，PWM整流電路。重點：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法。難點：PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析?；疽螅赫莆誔WM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，了解PWM逆變電路的諧波分析，了解跟蹤型PWM逆變電路，了解PWM整流電路。PWM(PulseWidthModulation)控制脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)。第3、4章已涉及這方面內(nèi)容：第3章：直流斬波電路采用，第4章有兩

2、處：4.1節(jié)斬控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)矩陣式變頻電路。本章內(nèi)容PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣，應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位。本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術(shù)，也介紹PWM整流電路1 PWM 控制的基本原理理論基礎(chǔ)：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。低頻段非常接近，僅在圖 6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖面積等效原理：分別將如圖6-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)(R-L電路)上，如圖

3、6-2a所示c其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時白響應(yīng)波形如圖6-2b所示。從波形可以看出，在i的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各i(t)響應(yīng)波形的差異高頻段略有差異/(f)+Fnsr;b)c)d)a)b)圖 6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積(沖量)相等，寬度按正弦規(guī)律變化。SPWM波形一一脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形。0拉圖 6-3 用 PWM 波代替正弦半波X)/Hi也越小。如果

4、周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i也是周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各i在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。等幅PWM波和不等幅PWM波：由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節(jié)的PWM整流電路。輸入電源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1節(jié)講述的斬控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)的矩陣式變頻電路?；诿娣e等效原理，本質(zhì)是相同的。PWM電流波：電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波形可等效的各種波形：直流斬波電路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形

5、，還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理。2 PWM 逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場合。本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。(1)計算法和調(diào)制法1、計算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結(jié)果都要變化2、調(diào)制法輸出波形作調(diào)制信號，進行調(diào)制得到期望的PWM波；通常采

6、用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對稱；與任一平緩變化的調(diào)制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調(diào)制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調(diào)制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調(diào)制法進行說明：設(shè)負載為阻感負載，工作時Vi和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補?？刂埔?guī)律：Uo正半周，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷，負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區(qū)間，Vi和V4導(dǎo)通時，Uo等于Ud,V4關(guān)斷時

7、,負載電流通過Vi和VD3續(xù)流，Uo=0,負載電流為負區(qū)間，io為負，實際上從VD1和VD4流過，仍有Uo=Ud,V4斷，V3通后，io從V3和VD1續(xù)流，Uo=0,Uo總可得到Ud和零兩種電Uo負半周，讓V2保持通，Vi保持斷，V3和V4交替通斷，Uo可得-Ud和零兩種電平V4HL調(diào)制_載波-A 電路二圖 6-4 單相橋式 PWM 逆變電路單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur和Uc的交點時刻控制IGBT的通斷。Ur正半周，Vi保持通，V2保持斷，當UrUc時使V4通，V3斷，Uo=Ud,當UrUc時使V4斷，V3通，U0=0。Ur負半周，Vi保持斷，V2保持通，當UrUc時使V3斷，V

8、4通，Uo=0,虛線Uof表示Uo的基波分量。波形見圖6-5o雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur半個周期內(nèi)，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在Ur一周期內(nèi),雙極性PWM控制方式(三相橋逆變)：見圖6-7三相PWM控制公用Uc,三相的調(diào)制信號UrU、UrV和UrW依次相差120U相的控制規(guī)律：當UrUUc時,給Vi導(dǎo)通信號， 給V4關(guān)斷信號，UUN=Ud/2,當UrUuc時，給Vi和V4導(dǎo)通信號，給V2和V3關(guān)斷信號，如io0,Vi和V4通，如io0,VD1和VD4通，Uo=Ud,當UrUc時,給V2和V3導(dǎo)通信號，給Vi和V4關(guān)斷信號，如i00,VD2和VD3通，Uo=-U

9、d。波形見圖6-6o單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制。圖 6-6 雙極性 PWM 控制方式波形圖 6-7 三相橋式 PWM 型逆變電路防直通死區(qū)時間：同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補，為防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短主要由器件關(guān)斷時間決定。死區(qū)時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。特定諧波消去法(SelectedHarmonicEliminationPWM-SHEPWM):UVN和UWN的PWM波形只有iUd/2兩種電平，UUV波形可由UUN-UVN得出，當1和6通時,Uuv=Ud,當3和4通時，UUV=Ud,當1和3或

10、4和6通時,輸出線電壓PWM波由iUd和0三種電平構(gòu)成， 負載相電壓和0共5種電平組成。UUV=0O波形見圖6-8。PWM波由(P/3)Ud、(W3)Ud用% % 20“00%血20電2圖 6-8 三相橋式 PWM 逆變電路波形計算法中一種較有代表性的方法，圖6-9o輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次（不包才S0和冗），共6個開關(guān)時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即：圖 6-9 特定諧波消去法的輸出 PWM 波形其次，為消除諧波中余弦項，使波形在半周期內(nèi)前后i/4周期以冗/2為軸線對稱。u(t)=u(qft)四分之一周期對稱波形，

11、用傅里葉級數(shù)表示為:式中n=1,3,5,確定ai的值，再令兩個不同的an=0,就可建三個方程，求得消去兩種特定頻率的諧波：在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：2Ud(i-2cosi2cos2-2cos13)(6-1)(6-2)u(t)=QO“ansirntn=1,3,5,.(6-3)式中，an為an二2u(t)sinntdt圖6-9,能獨立控制ai、anaiUa2和a3共3個時刻。該波形的an為a2Udinntdt(-sinnt)dtai、2a3Uda222Udn二二U-sinntdti2(sinnt)dt=,a32(1-2cos-

12、2cos12(6-4)ai、a2和a3。aiu(t)二2Uda5=(1-20085:12cos512-2cos5:3)=05二(6-5)2Uda7=(1-2cos7:i2cos7：2-2cos7?3)=07二給定ai,解方程可得ai、a2和a3。ai變，ai、a2和a3也相應(yīng)改變。一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關(guān)時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k-i個頻率的特定諧波，k越大，開關(guān)時刻的計算越復(fù)雜。除計算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹(2)異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比一一載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N=fc/fro根據(jù)載波

13、和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制：i、異步調(diào)制異步調(diào)制一一載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的。在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后i/4周期的脈沖也不對稱。當fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱的不利影響都較小，當fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。因此，在采用異步調(diào)制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。2、同步調(diào)制同步調(diào)制一一N等于常數(shù)，并在變頻時使載

14、波和信號波保持同步。基本同步調(diào)制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相，公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)。當N=9時的同步調(diào)制三相PWM波形如圖6-i0所示。fr很低時，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，fr很高時，fc會過高，使開關(guān)器件難以承受。為了克服上述缺點，可以采用分段同步調(diào)制的方法。3、分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N包定，不同頻段N不同。在fr高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N,使載波頻率不致過低。圖6-ii,分段同步調(diào)制一例。為防止

15、fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)。可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。圖 6-11 分段同步調(diào)制方式舉例(3)規(guī)則采樣法按SPWM基本原理,算，工程應(yīng)用不多。規(guī)則采樣法特點:自然采樣法中要求解復(fù)雜的超越方程，難以在實時控制中在線計劈石4圖 6-10 同步調(diào)制三相 PWM 波形工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。規(guī)則采樣法原理：圖6-12,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Teo自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期中點(即負峰點)重合。規(guī)則采樣法使

16、兩者重合，每個脈沖中點為相應(yīng)三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻tD對信號波采樣得D點，過D作水平線和三角波交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制器件的通斷，脈沖寬度6和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。規(guī)則采樣法計算公式推導(dǎo)：正弦調(diào)制信號波公式中，a稱為調(diào)制度，0&a1ca為信號波角頻率。從圖6-12因此可得：Ur=asin.t(6-6)三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度1+asinrtD:2Te2三相橋逆變電路的情況：通常三相的三角波載波公用，三相調(diào)制波相位依次差120q同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為B&和W脈沖兩邊的間隙寬度分別為6、u和5w,同一時刻三相正

17、弦調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得Te(1asinrtD)2(6-7)(6-8)由式(6-7)得：=；(6)吟(加,加)(6-9)圖 6-12 規(guī)則采樣法3T故由式(6-8)可得：、：u、:Vc.W(6-10)23T故由式(6-9)可得：山：,V=(6-11)4利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算(4)PWM逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調(diào)制， 產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量。 諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。分析雙極性SPWM波形：同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式。分析方法：分析方法：不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準

18、分析，以載波周期為基礎(chǔ)礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式，分析過程相當復(fù)雜，結(jié)論卻簡單而直觀。1、單相的分析結(jié)果：不同調(diào)制度a時的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調(diào)制方式下輸出電壓的頻譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為n0c土k0r式中，n=1,3,5,時，k=0,2,4,；n=2,4,6,時，k=1,3,5,。可以看出，PWM波中不含低次諧波，只含有角頻率為丘丘，及其附近的諧波，以及2機機、3機等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為西的諧波分量。1.4121.00.306(H0.2角頻率角頻率( (理理/+/+此此) )圖 6-13 單相 P

19、WM 橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖rHtT=l.0II口厘二口11T1TIII!A1冷.Q1I11?|尸酢一V1If，?!T育1uT!RI-1oal4012I32、三相的分析結(jié)果：三相橋式PWM逆變電路采用公用載波信號時不同調(diào)制度a時的三相橋式PWM逆變6-14所示。在輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為nc_k，r式中，n=1,3,5,時，k=3(2m-1)1,m=1,2,;6m+1,m=0,1,；和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率例整數(shù)倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是5厚5和2趾5角頻率(用嗎十左)圖 6-14 三相橋式 PWM 逆變電路輸出線電壓頻譜圖SPW

20、M波中諧波主要是角頻率為g、2皿及其附近的諧波，很容易濾除。當調(diào)制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。(5)提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)直流電壓利用率一一逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U1m和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力； 減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗； 正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2,輸出線電壓的基波幅值為32)Ud,即直流電壓利用率僅為0.866。這個值是比較低的，

21、其原因是正弦調(diào)制信號的幅值不能超過三角波幅值，實際電路工作時，考慮到功率器件的開電路輸出線電壓的頻譜圖如圖n=2,4,6,時,6m-1,m=1,2,。1.210080,60,40.2通和關(guān)斷都需要時間，如不采取其他措施，調(diào)制度不可能達到1。采用這種調(diào)制方法實際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。1、梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。梯形波調(diào)制方法的原理及波形，見圖6-15。梯形波的形狀用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成

22、的三角形的高。s=0時梯形波變?yōu)榫匦尾ǎ瑂=1時梯形波變?yōu)槿遣?。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為圖6-16,和U1m/Ud隨s變化的情況。圖6-17,s變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。s=0.4時，諧波含量也較少，6約為3.6%,直流電壓利用率為1.03,綜合效果較好。nA兒加如圖 6-15 梯形波為調(diào)制信號的 PWM 控制梯形波調(diào)制的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。實際使用時，可以考慮當輸出電壓較低時用正弦波作為調(diào)制信號，使輸出電壓不含低次諧波；當正弦波調(diào)制不能滿足輸出電壓的要求時，改用梯形波調(diào)制，以

23、提高直流電壓利用率。2、線電壓控制方式（疊加3次諧波）對兩個線電壓進行控制，適當?shù)乩枚嘤嗟囊粋€自由度來改善控制性能。目標使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)。直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓。相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。在相電壓調(diào)制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波,且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。圖 6-18

24、疊加 3 次諧波的調(diào)制信號3、線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）：圖 6-16s 變化時的 d 和直流電壓利用率目圖 6-17s 變化時的各次諧波含量疊加Up,既包含3倍次諧波，也包含直流分量，Up大小隨正弦信號的大小而變化。設(shè)三角波載波幅值為1,三相調(diào)制信號的正弦分別為UU1、Urvi和UW1,并令:Up=-minrU，UrV，UrW)F1則三相的調(diào)制信號分別為UrU=UrU1UpUrV=UrV1Up(6-12)(6-13)UrW-UrW1Up不論UrUI、UrVI和UrW1幅值的大小，UrU、UrV、UrW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調(diào)制信號值為-1

25、的相進行控制，只對其他兩相進行控制，因此，這種控制方式也稱為兩相控制方式。優(yōu)點：(1)在1/3周期內(nèi)器件不動作，開關(guān)損耗減少1/3(2)最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓利用率提高(3)輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式(6)PWM逆變電路的多重化和一般逆變電路一樣，大容量PWM逆變電路也可采用多重化技術(shù)。采用SPWM技術(shù)理論上可以不產(chǎn)生低次諧波，因此，在構(gòu)成PWM多重化逆變電路時，一般不再以減少低次諧波為目的，而是為了提高等效開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，減少和載波有關(guān)的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式，利用電抗器聯(lián)接實現(xiàn)二重PWM逆變電路的例子如圖6-2

26、0所示。電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出，圖中兩個逆變電路單元的載波信號相互錯開180。，所得到的輸出電壓波形如圖6-21所示。圖中，輸出端相對于直流電源中點N，的電壓UUN，=(UU1N，+UU2N，)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波了。輸出線電壓共有0、(1/2)Ud、iUd五個電平，比非多重化時諧波有所減少。一般多重化逆變電路中電抗器所加電壓頻率為輸出頻率， 因而需要的電抗器較大。 而在多重PWM型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，因此只要很小的電抗器就可以了。二重化后， 輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為 n8c+k(Or,但其中當 n 奇數(shù)時的諧波已全部被除

27、去，諧波的最低頻率在 2 露附近，相當于電路的等效載波頻率提高了一倍。飛人飛西T0圖 6-21 二重 PWM 型逆變電路輸出波形電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，很小。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr,但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去， 諧波最低頻率在2wc附近,相當于電路的等效載波頻率提高一倍。3PWM 跟蹤控制技術(shù)PWM波形生成的第三種方法一一跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號， 把實際波形作為反饋信號， 通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化，常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。(1)滯環(huán)比較方式nnn口uLI

28、口口一LIU七口unnn口1、電流跟蹤控制基本原理：把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入，比較器輸出控制器件Vi和V2的通斷。Vi（或VDI）通時，i增大，V2（或VD2）通時，i減小。通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。滯環(huán)環(huán)寬對跟蹤性能的影響：環(huán)寬過寬時，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，跟蹤慢。L小時，i的變化率大，開關(guān)頻率過圖 6-23 滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流三相的情況:圖 6-25 三相電流跟蹤型 PWM 逆變電路輸

29、出波形采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(1)硬件電路簡單(2)實時控制，電流響應(yīng)快(3)不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波(4)和計算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時輸出電流中高次諧波含量多(5)閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點2、電壓跟蹤控制采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制。如圖6-26所示。把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋從電流變?yōu)殡妷骸］敵鲭妷篜WM波形中含大量高次諧波，必須用適當?shù)臑V波器濾除。U圖 6-26

30、 電壓跟蹤控制電路舉例U*=0時，輸出U為頻率較高的矩形波，相當于一個自勵振蕩電路。U*為直流時，U產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。U*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從U中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和U*相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。(2)三角波比較方式基本原理：不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是閉環(huán)控制。把指令電流i*u、i*v和i*w和實際輸出電流iu、iv、iw進行比較，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。三相三角波發(fā)生

31、電路圖 6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路特點：開關(guān)頻率固定， 等于載波頻率， 高頻濾波器設(shè)計方便； 為改善輸出電壓波形， 三角波載波常用三相；和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流諧波少。定時比較方式：不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信號和被控量采樣，按偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷。在時鐘信號到來時刻，如ii*,令V1斷，V2通，使i減小。每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。采用定時比較方式時，器件最高開關(guān)頻率為時鐘頻率的1/2,和滯環(huán)比較方式相比，電流誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些4PWM 整流電路及其控制方法實用的整流電

32、路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。品閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓，且諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1,但輸入電流諧波很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。可使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1,也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。(1)PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多1、單相PWM整流電路圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路。平橋電路直流側(cè)電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接。全橋電路直流側(cè)電

33、容只要一個就可以。交流側(cè)電感Lsa)包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的b)圖 6-28 單相 PWM 整流電路a)單相半橋電路 b)單相全橋電路單相全橋PWM整流電路的工作原理:正弦信號波和三角波相比較的方法對ViV4進行SPWM控制， 就可在交流輸入端AB產(chǎn)生SPWM波UABOUAB中含有和信號波同頻率且幅值成比例的基波、和載波有關(guān)的高頻諧波，不含低次諧波。由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動。當信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時，is幅值和相位僅由UAB中基波UABf的幅值及其與Us的相位差決定。改變UABf的幅

34、值和相位，可使is和Us同相或反相，is比us超前90,或is與us相位差為所需角度。相量圖（圖6-29）a：滯后相角6,Is和Us同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1,PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)b:超前相角6,Is和Us反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正反兩方向流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調(diào)速系統(tǒng)很重要。c：滯后相角6,Is超前Us900,電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率Is比Us超前或滯后任一角度加圖 6-29PWM 整流電路的運行方式相量圖a）整流運行 b）逆變運行 c）無功補償運行 d）超前角為小對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下

35、，us0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時，us通過V2、VD4向Ls儲能。V2關(guān)斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。us0時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。由于是按升壓斬波電路工作，如控制不當，直流側(cè)電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成威脅。另一方面，如直流側(cè)電壓過低，例如低于Us的峰值，則UAB中就得不到圖6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或UAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is,is波形

36、會畸變?？梢姡妷盒蚉WM整流電路是升壓型整流電路，具輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高發(fā)送器（StaticVarGeneratorSVG）d：通過對幅值和相位的控制，可以使調(diào)節(jié)，如要向低調(diào)節(jié)就會使性能惡化，以至不能工作。2、三相PWM整流電路圖 6-30,三相橋式 PWM 整流電路最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。(2)PWM整

37、流電路的控制方法有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種：沒有引入交流電流反饋的一一間接電流控制；引入交流電流反饋的一一直接電流控制。1、間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a(逆變時為圖6-29b)的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。圖 6-31,間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路?？刂葡到y(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。控制原理：和實際直流電壓Ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號id,id的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時，Ud=,PI調(diào)

38、節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應(yīng)，也和交流輸入電流幅值對應(yīng)。負載電流增大時，C放電而使Ud下降,PI的輸入端正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使Ud回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，Ud和相等，id為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應(yīng)。負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。從整流運行向逆變運行轉(zhuǎn)換首先負載電流反向而向C充電，Ud抬高，PI調(diào)節(jié)器負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行。穩(wěn)態(tài)時，Ud和仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應(yīng)?？刂葡到y(tǒng)中其余部分的工作原理上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R,得到各相電流在Rs上的壓降URa、URb和URC下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前幾/2勺余弦信號，冉乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感L