CCM-BOOST功率因數(shù)校正課設(shè)正文.

1、武漢理工大學(xué)電力電子裝置及系統(tǒng)課程設(shè)計說明書摘 要.1.1設(shè)計任務(wù)及要求 2.1.1 初始條件2.1.2 要求完成的主要任務(wù) 2.2功率校正的意義2.2.1 功率校正的原因 2.2.2 AC/DC變換器輸入電流的諧波分析及危害 33功率因數(shù)校正原理 4.3.1 功率因數(shù)（PF）的定義 4.3.2 PF與功率因數(shù)的關(guān)系5.3.3 有源功率因數(shù)校正方法分類54有源功率因數(shù)校正的實現(xiàn) 7.4.1 UC3854控制集成電路 7.4.1.2 UC3854中的前饋作用 94.2 UC3854的典型應(yīng)用電路 1.14.3 功率因數(shù)校正原理圖124.4 主電路設(shè)計1.24.4.1 升壓電感設(shè)計124.4.2

2、輸出電容.134.4.3 選擇功率管MOSFET及續(xù)流二極管1 35 基于 UC3854 的 MATLAB 仿真1.45.1 仿真模型連接 1.45.2 仿真結(jié)果1.56小結(jié)與體會1.6參考文獻17武漢理工大學(xué)電力電子裝置及系統(tǒng)課程設(shè)計說明書摘要本文設(shè)計了一種高功率因數(shù)、低電磁干擾的單級CCM-BOOSW因數(shù)校正電路。首先對有源功率因數(shù)校正電路進行了詳細的分析?；趯τ性垂β室驍?shù)校正電路的雙級式和單級式結(jié)構(gòu)的特點比較，本文采用了單級式的電路結(jié)構(gòu)。選擇 Boost電路為有源功率因數(shù)校正電路的主電路， 給出了 Boost電路的組成并分析了 它的工作過程。在此基礎(chǔ)上本文采用連續(xù)導(dǎo)電工作模式(CCM和

3、平均電流控制策略，并應(yīng)用UC385作為有源功率因數(shù)校正電路的控制芯片。 XtUC38545片的工作 原理及各引腳功能作了介紹，對相應(yīng)的控制部分的控制輸入、乘法器、電壓環(huán)和電流環(huán)部分進行了詳細的分析。在上述對有源功率因數(shù)校正電路做了優(yōu)化基礎(chǔ)上，在輸入電壓為市電 220V/50 Hz條件下，對有源功率因數(shù)校正電路進行優(yōu)化，輸出 400VS流電，并應(yīng) 用MATLAB件進行了仿真計算。仿真結(jié)果與理論設(shè)計比較，兩者相當(dāng)一致 ，表明 了本文所做的工作的正確性。關(guān)鍵詞：CCM-BOOS也率校正UC3854 MATLA項真18CCM-BOOST率因數(shù)校正電路仿真1設(shè)計任務(wù)及要求1.1 初始條件輸入交流電源：單

4、相220V,頻率50Hz。1.2 要求完成的主要任務(wù)1、基于CCM-BOOST式實現(xiàn)功率因數(shù)校正，輸入功率因數(shù)達到 0.99。2、輸出直流電壓：400V,輸出功率250W3、建立功率因數(shù)校正電路 Matlab仿真模型或者saber模型。4、進行仿真，得到交流側(cè)輸入電壓電流波形。2功率校正的意義2.1 功率校正的原因電力電子裝置的大量應(yīng)用給電力系統(tǒng)注入了越來越多的諧波， 使系統(tǒng)的功率 因數(shù)降低，造成電網(wǎng)供電質(zhì)量下降， 干擾周圍電氣設(shè)備正常運行，這一問題已引 起人們極大的重視。如何抑制這些諧波，改善供電質(zhì)量己成為一個重要的研究課 題。在電力電子裝置中，開關(guān)功率變換器的功率因數(shù)校正及控制就是該領(lǐng)域的

5、一 個重要方面。目前，這一重要課題研究中，常用的是基于 Boost電路的功率因數(shù) 校正(Power Factor Correction)技術(shù)，本次課設(shè)設(shè)計了有源功率因數(shù)校正電路。本 章以AC/DC變換器為例，分析了普二極管整流電路產(chǎn)生諧波電流的原因及諧 波電流的危害，引出了非正弦電路中諧波和功率因數(shù)的關(guān)系， 介紹了抑制諧波和 提高功率因數(shù)的途徑，得出了本文提高 AC/DC變換器輸入端功率因數(shù)的策略 及有源功率因數(shù)校正技術(shù)。2.2 AC / DC變換器輸入電流的諧波分析及危害傳統(tǒng)的AC/DC電能變換器和開關(guān)電源，具輸入電路普遍采用了圖1.1所示的全橋二極管不控整流方式。雖然不控整流器電路簡單可靠

6、，但它們會從電網(wǎng)中 吸取高峰值電流，使輸入端電流和交流電壓均發(fā)生畸變。 大量電氣設(shè)備自身的穩(wěn) 壓電源，具前置級電路實際上是一個峰值檢波器， 高壓電容濾波器上的充電電壓 使整流器的導(dǎo)通角減小3倍，電流脈沖變成了非正弦的窄脈沖，因而，如圖 1.2 所示，在電網(wǎng)輸入端產(chǎn)生了失真很大、時間很短、峰值很高的周期性尖峰電流。輸入電流中諧波的主要危害有：1）使電容器的正常阻抗減小，造成電容器的負荷增大，甚至被燒毀。2）使電子設(shè)備正常工作受到影響、對通訊設(shè)備產(chǎn)生信號干擾、繼電保護裝置發(fā)生誤動作。3）諧波倒流入電網(wǎng)，引起嚴(yán)重的諧波“污染”及母線上的電壓畸變，干擾其它設(shè)備的正常運行。4）諧波電流通過電機、變壓器，

7、將增大鐵損，使電機、變壓器鐵芯過熱，還會產(chǎn) 生附加諧波轉(zhuǎn)矩、機械振動等。這些都嚴(yán)重影響電機的正常運行， 縮短了它的使 用壽命。另外，嚴(yán)重的電流畸變使輸入電流有效值變大，電流的集膚效應(yīng)增強， 導(dǎo)致了電網(wǎng)中產(chǎn)生附加損耗。3功率因數(shù)校正原理3.1 功率因數(shù)（PF）的定義功率因數(shù)是電力系統(tǒng)的一個重要的技術(shù)數(shù)據(jù)。功率因數(shù)是衡量電氣設(shè)備效率高低的一個系數(shù)。功率因數(shù)低，說明電路用于交變磁場轉(zhuǎn)換的無功功率大，增加了線路供電損失，因此供電部門對用電單位的功率因數(shù)有一定的標(biāo)準(zhǔn)要求。在交流電路中，電壓與電流之間的相位差（的余弦叫做功率因數(shù)，用符號cos表示，在數(shù)值上，功率因數(shù)（PF）是有功功率（P）和視在功率（S）

8、的比值，即PFP _ UI COSs-二 uiCOS式中cos（|）功率因數(shù);P有功功率，kW;S視在功率,kV.A ;U 用電設(shè)備白額定電壓，V;I 用電設(shè)備的運行電流有效值，A ;Ii 用電設(shè)備電流基波電流，A;輸入電流波形畸變因數(shù)。所以功率因數(shù)可以定義為輸入波形畸變因數(shù)（ 尸）與相移因數(shù)（8s）的 乘積，可見功率因數(shù)（PF）由電流失真系數(shù)（尸）和基波電壓、基波電流相移因 數(shù)（8S電）決定。由于常規(guī)整流裝置常使用非線性器件（如可控硅、二極管），整流器件的導(dǎo)通角小于 1800,從而產(chǎn)生大量諧波電流成份，而諧波電流成份不 做功，只有基波電流成份做功。所以相移因數(shù)（ 8，）和波形畸變因數(shù)（了）

9、相比，輸入波形畸變因數(shù)（/）對供電線路功率因數(shù)（PF）的影響更大。3.2 PF與功率因數(shù)的關(guān)系PF =gg J1+9口 y3.3 有源功率因數(shù)校正方法分類1 .按電路結(jié)構(gòu)分(1)降壓式：因噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動電平 浮動，很少被采用。(2)升/降壓式：需用二個功率開關(guān)管，有一個功率開關(guān)管的驅(qū)動控制信號浮動， 電路復(fù)雜，較少采用。(3)反激式：輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制， 適用于150W以下功率的應(yīng)用場合。(4)升壓式(boost):簡單電流型控制，PF值高，諧波失真小，效率高，但是 輸出電壓高于輸入電壓，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點：(

10、1)電路中的電感L適用于電流型控制。(2)由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器 C上保持高電壓，所以電容 器C體積小、儲能大。(3)在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)。(4)輸入電流連續(xù)，并且在 APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于 EMI濾波。(5)升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。2.按輸入電流的控制原理分平均電流型：工作頻率固定，輸入電流連續(xù)(CCM),波形如圖1 (a)所示。 這種控制方式的優(yōu)點是：(1)恒頻控制。(2)工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積小。(3)能抑制開關(guān)噪聲。(4)輸入電流波形失真小。主要缺點是：(

11、1)控制電路復(fù)雜。(2)需用乘法器和除法器。(3)需檢測電感電流。(4)需電流控制環(huán)路。滯后電流型：工作頻率可變，電流達到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流，波形圖如圖 1 (b) 所示。峰值電流型：工作頻率變化，電流不連續(xù)(DCM),工作波形圖如圖1 (c)所 示。DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，但存在以下缺點：%(1)功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值 囁 有關(guān)。即當(dāng)Vin變化時，囁功率因數(shù)PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨 囁 的加大而THD變大。(2)開關(guān)管的峰值電流大(在相同容量情況下，DCM中通過開

12、關(guān)器件的峰值電 流為CCM的兩倍),從而導(dǎo)致開關(guān)管損耗增加。所以在大功率 APFC電路中, 常采用CCM方式。電壓控制型。工作頻率固定，電流不連續(xù)，工作波形圖如圖1 (d)所示。Ca平均由流型b滯后電能型圖1輸入電流波形圖4有源功率因數(shù)校正的實現(xiàn)下面以常見的美國TI公司生產(chǎn)的APFC用集成電路UC3854介紹其性能特 點、工作原理與典型應(yīng)用電路。4.1 UC3854控制集成電路4.1.1 UC3854弓I腳功能UC3854引腳功能如表3-1所示表3-1 UC3854的弓I腳功能引 腳 號引腳 符號引腳功能GND接地端，器件內(nèi)部電壓均以此端電壓為基準(zhǔn)PKLMT峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外

13、檢測電阻負端相連，可與 芯片內(nèi)接基準(zhǔn)電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補償 至零(3)CA out電流誤差放大器輸出端，對輸入總線電流進行檢測，并向脈沖寬度 調(diào)制器發(fā)出電流校正信號的寬帶運放輸出(4)Isens e電流檢測彳營號接至電流放大器反向輸入端，（4）引腳電壓應(yīng)圖于-0.5V （因采用二極管對地保護）(5)Mult out乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的同相輸入端(6)Iac乘法器的前饋交流輸入端，與 B端相連，（6）引腳的設(shè)定電壓為6V, 通過外接電阻與整Vaout誤差電壓放大器的輸出電壓,這個信號又與乘法器 A端相連，但若低于1V乘法器便無輸出(8)Vrms前饋總線有效值

14、電壓端，與跟輸入線電壓有效值成正比的電阻相連 時，可對線電壓的變化進行補償(9)Vref基準(zhǔn)電壓輸出端，可對外圍電路提供 10mA的驅(qū)動電流(10)ENA允許比較器輸入端，不用時與+5V電壓相連(11)V檢測電壓誤差放大器反相輸入端，在芯片外與反饋網(wǎng)絡(luò)相連，或通過分 壓網(wǎng)絡(luò)與功率因數(shù)校正器輸出端相連(12)Rset（12）端信號與地接入不同的電阻，用來調(diào)節(jié)振蕩器的輸出和乘法器的 最大輸出(13)SS軟啟動端，與誤差放大器同相端相連(14)Ct接對地電容器Ct,作為振蕩器的定時電容(15)Vcc正電源閾值為10V16V(16)GTdPWM信號的圖騰輸出端，外接 MOSFET管的柵極，該電壓被鉗位

15、4.1.2 UC3854中的前饋作用UC3854的電路框圖和內(nèi)部工作框圖如圖 2、圖3所示保險就賽流橋圖2 UC3S54電路框圖圖3 UC3854內(nèi)部工作框圖在APFC電路中，整流橋后面的濾波電容器移到了整個電路的輸出端（見圖2、圖4中的電解電容C）,這是因為Vin應(yīng)保持平正弦的波形，而 Vout需要保 持穩(wěn)定。從圖3所示的UC3854工作框圖中可以看到，它有一個乘法器和除法器，它AxB的輸出為 H ,而C為前饋電壓VS的平方，之所以要除C是為了保證在高功率因數(shù)的條件下，使APFC的輸入功率Pi不隨輸入電壓Vin的變化而變化。 工 作原理分析、推導(dǎo)如下： 乘法器的輸出為6二跖乂5又匕=太履M蒞

16、*又匕晁乂匕 (3)式中：Km表示乘法器的增益因子。Kin表示輸入脈動電壓縮小的比例因子。電流控制環(huán)按照Vin和電流檢測電阻Ro (參見圖2)建立了 Iin耽乙=苞xEL(4)2H 3%Ki表示Vin的衰減倍數(shù)將式(3)代入式(4)后有2 = M 乂艾理乂長認乂%2乂察.(5)凡如果PF=1效率4=1有片=寫匿加 XK&X 匕X0 (6)由(6)可知：當(dāng)Ve固定時，Pi、Po將隨V2in的變化而變化。而如果利用除法器，將Vin除以一個C =(4* 乂， =后有(7)可見在保證提高功率因數(shù)的前提下，Ve恒定情況下，Pi、Po不隨Vin的變化而變化。即通過輸入電壓前饋技術(shù)和乘法器、除法器后，可以使

17、控制電路的環(huán)路增 益不受輸入電壓Vin變化的影響，容易實現(xiàn)全輸入電壓范圍內(nèi)的正常工作，并可使整個電路具有良好的動態(tài)響應(yīng)和負載調(diào)整特性。在實際應(yīng)用中需要加以注意：前饋電壓中任何 100 Hz紋波進入乘法器都會 和電壓誤差放大器中的紋波疊加在一起， 不但會增加波形失真，而且還會影響功 率因數(shù)的提高。前饋電路中前饋電容Cf （圖2、圖4中的Cf）的取值大小也會影響功率因 數(shù)。如果Cf太小，則功率因數(shù)會降低，而 Cf過大，前饋延遲又較大。當(dāng)電網(wǎng)電 壓變化劇烈時，會造成輸出電壓的過沖或欠沖，所以 Cf的取值應(yīng)折中考慮。4.2 UC3854的典型應(yīng)用電路原理圖如圖4所示UMM0.2EO HWri385V1

18、3COUTAPTUlb 門*。聲F n k*1IQDilF220k- 色罕_ wv“0 MM K，$UCMM圖4 UC3854的典型應(yīng)用電路4.3 功率因數(shù)校正原理圖基于CCM-BOOST功率因數(shù)校正電路設(shè)計包括主電路設(shè)計和控制電路的設(shè) 計。主電路主要包括工頻整流橋、輸入電感、開關(guān)管、續(xù)流二極管、輸出濾波電 容等?？刂齐娐分饕?PWM電流控制芯片UC3854集成電路。功率因數(shù)校正原理圖如圖5所示：圖5功率因數(shù)校正原理圖4.4 主電路設(shè)計4.4.1 升壓電感設(shè)計電感將決定在輸入側(cè)高頻紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值由輸入側(cè)的交流電流峰值來決定。由于最大的峰值電流出現(xiàn)在線電壓

19、為最小值，負載最大時，所以有：最大峰值線路電流Ipk(Pn之Pomax時)為:I pkPin 三 2pO maxVrms(min)Vrms(min),2 250定 1.96A180其中 Vrms (min) 為輸入電壓最小伯,取180V 紋波電流 I按下式計算，峰-峰值紋波電流通常選擇在最大峰值電流的 20%左右即有：I =0.2 Ipk = 0.2 1.96 = 0.39A低電網(wǎng)線路電壓時經(jīng)整流的峰值電壓 Vin. =1.414m180 = 254.6V，則在Ipk時的fr Vo -Vin(pk)占空因數(shù)D =-Vo400 - 254 .5400=0.364t .Vin(pk)D則升壓電感器

20、的電感 L =f I254.5 0364100000 0.39=2.38mH開關(guān)頻率f = 100kHz ,故取 L =2.4mH4.4.2 輸出電容輸出電容器電容C。的典型值一般按每瓦l2NF確定。記似為維持時間(秒)，Vo(min)是最小輸出電容器電壓，則_ _3t =68ms,Co=H00486F取C0 =500午4.4.3 選擇功率管MOSFET及續(xù)流二極管對于MOSFET,為了使管子有較寬的工作區(qū)，將按照電路可能工作的最嚴(yán)重情況選擇額定參數(shù)。輸入電壓為Vin(pk) = 254V , E(max) = 250W ,功率管額2 Po(max)16U o定電流 I rms 2-= 0.6

21、8A：,Uin(pk) 3-： U in( pk)通?？紤]兩倍裕量，故管子的額定電流值取為1.5 Ao,16U0/ 八 A對于續(xù)流二極管，二極管額定電流Idms = c 一 一 =1.64A ；3 U in ( pk)同樣考慮兩倍的額定裕量，則取二極管的額定電流值為3.3A。根據(jù)上述額定電壓，額定電流要求，可選擇相應(yīng)功率開關(guān)管 APT10026L2LL型MOSFET管, 其額定指標(biāo)為38A/1000V和二極管。5 基于 UC3854 的 MATLA仿真5.1仿真模型連接MATLAB仿真模型如圖6所示:AC &陋RLCBr 日廿CursntLitesijrBrrST圖6 MATLAB仿真模型ua招寸1 1205.2仿真結(jié)果交流側(cè)輸入電流波形如圖7所示