基于單片機的吸聲系數(shù)測量裝置的設計

1、第1章 緒論1.1 選題的依據和意義吸聲是聲波撞擊到材料表面后能量損失的現(xiàn)象，吸聲可以降低室內聲壓級。描述吸聲的指標是吸聲系數(shù)a：=E/Ei =（Ei-Er）/Ei=1-r式中Ei：入射聲能；E：被材料或結構吸收的聲能；Er：被材料或結構反射的聲能；r：反射系數(shù)。當入射聲能被完全反射時，=0，表示無吸聲作用；當入射聲波完全沒有被反射時，=1，表示完全被吸收。一般材料或結構的吸聲系數(shù)=01，值越大，表示吸聲性能越好，它是目前表征吸聲性能最常用的參數(shù)。不同頻率上會有不同的吸聲系數(shù)，人們使用吸聲系數(shù)頻率特性曲線描述材料在不同頻率上的吸聲性能。按照ISO標準和國家標準，吸聲測試報告中吸聲系數(shù)的頻率范圍

2、是1005KHz。將1005KHz的吸聲系數(shù)取平均得到的數(shù)值是平均吸聲系數(shù)，平均吸聲系數(shù)反映了材料總體的吸聲性能。在工程中常使用降噪系數(shù)NRC粗略地評價在語言頻率范圍內的吸聲性能，這一數(shù)值是材料在250、500、1K、2K四個頻率的吸聲系數(shù)的算術平均值，四舍五入取整到0.05。一般認為NRC小于0.2的材料是反射材料，NRC大于等于0.2的材料被認為是吸聲材料。吸聲材料一直是人類吸聲降噪采用的主要方法之一，因此快速和準確的測量吸聲系數(shù)是吸聲材料研究與應用領域重要的研究內容之一。常常使用的高吸聲系數(shù)材料有離心玻璃棉、巖棉等，5cm厚的24kg/m3的離心玻璃棉的NRC可達到0.95。傳統(tǒng)的吸聲系

3、數(shù)測量方法主要有駐波管法和混響室法。駐波管法只能測量垂直入射吸聲系數(shù)，樣品的大小必須與駐波管的大小完全相同，不能測量沙等松散的吸聲材料，并且儀器比較笨重，不便于攜帶，混響室法必須在昂貴的混響室中測量，測量的結果可能大于1，不同的混響室測量的結果有時差別很大，不適于現(xiàn)場測量。因此有必要研究、開發(fā)現(xiàn)場實時測量材料吸聲系數(shù)的測量方法和儀器。雙傳聲器法是通過兩個聲壓傳聲器測量材料的法向阻抗率來計算吸聲系數(shù)的一種方法，具有直觀、簡單、可在現(xiàn)場中測量應用等優(yōu)點，但是運算比較復雜。 本課題要求對材料吸聲系數(shù)的測量方法進行對比研究，對測量系統(tǒng)的軟硬件進行設計探究。利用DSP的高速運算能力和精確的快速傅里葉變換

4、FFT，采用兩路完全對稱的信號調理電路，實現(xiàn)系統(tǒng)便攜現(xiàn)場實時測量。設計基于單片機的測量系統(tǒng)電路圖，包括電源模塊、白噪聲信號發(fā)生電路、聲強探頭電路、信號調理電路、信號調理電路、單片機最小系統(tǒng)以及通信等部分，分析討論各部分電路的工作原理和設計關鍵技術。1.2 課題分析1.2.1 主要研究內容根據雙傳聲器法的基本原理設計便攜式吸聲系數(shù)測量儀。通過兩路完全對稱的信號調理電路同時采集模擬聲壓信號，經ADS7862轉換后送給DSP。然后DSP完成傅里葉時頻變換FFT并計算出吸聲系數(shù)，最后交給單片機顯示并與上位機通信。1.硬件部分：系統(tǒng)硬件主要由程控白噪聲信號發(fā)生電路、聲強探頭電路和DSP處理電路三部分組成

5、。程控白噪聲信號發(fā)生電路主要發(fā)射時間可控、帶寬可調、功率可調的白噪聲信號。聲強探頭電路是兩路完全對稱聲電轉換電路，將傳聲器探頭所在聲場的聲壓信號轉換成電信號，通過前置放大器帶動長線輸出，避免儀器引起聲場變化。DSP處理電路主要完成以下功能：控制白噪聲發(fā)射時間，實時調整放大倍數(shù)，采集數(shù)據，F(xiàn)FT及計算吸聲系數(shù)等。DSP處理模塊是兩路對稱的模擬信號轉換電路，在DSP的控制下將長線傳輸過來的模擬聲壓信號，經低通濾波器、程控放大器、模數(shù)轉換器，轉換成數(shù)字聲壓信號送入DSP處理，系統(tǒng)結構如圖1.1所示。顯示接口通訊接口門控電路揚聲器/D轉換器傳聲器A白噪聲信號發(fā)生電路傳聲器B待測的吸聲材料圖1.1 系統(tǒng)

6、結構框圖 2.軟件部分：系統(tǒng)的軟件包括DSP應用程序和單片機應用程序兩部分。DSP首先控制發(fā)射10 ms白噪聲，然后實時調整信號放大倍數(shù)并采集數(shù)據，準確地將模擬聲壓信號轉換成數(shù)字聲壓信號。在采集結束后，執(zhí)行512點位碼倒置和FFT變換子程序，再計算出吸聲系數(shù)，最后將測量結果通過HPI 接口送給單片機。1.2.2 方案論證1.硬件部分：由于吸聲材料的吸聲系數(shù)是由吸聲材料表面特性阻抗表征的，因此通過測量吸聲材料的表面特性阻抗就可以得到吸聲材料在某一頻率的吸聲系數(shù)。用兩個麥克風作為傳感器等間距放置于吸聲材料表面很近的地方，測得2個麥克風傳感器的聲壓，得到2個麥克風傳感器中間點的聲壓，根據測得的聲壓求

7、出吸聲材料表面的特性阻抗，從而得到吸聲材料的吸聲系數(shù)。因此系統(tǒng)硬件主要由程控白噪聲信號發(fā)生電路、聲強探頭電路和DSP處理電路三部分組成。程控白噪聲信號發(fā)生電路：主要發(fā)射時間可控、帶寬可調、功率可調的白噪聲信號。白噪聲是指功率譜密度在整個頻域內均勻分布的噪聲。所有頻率具有相同能量的隨機噪聲稱為白噪聲。從我們耳朵的頻率響應聽起來它是非常明亮的“咝”聲（每高一個八度，頻率就升高一倍。因此高頻率區(qū)的能量也顯著增強）。白噪聲或白雜訊，是一種功率頻譜密度為常數(shù)的隨機信號或隨機過程。換句話說，此信號在各個頻段上的功率是一樣的，由于白光是由各種頻率（顏色）的單色光混合而成，因而此信號的這種具有平坦功率譜的性質

8、被稱作是“白色的”，此信號也因此被稱作白噪聲。相對的，其他不具有這一性質的噪聲信號被稱為有色噪聲。理想的白噪聲具有無限帶寬，因而其能量是無限大，這在現(xiàn)實世界是不可能存在的。實際上，我們常常將有限帶寬的平整訊號視為白噪音，因為這讓我們在數(shù)學分析上更加方便。然而，白噪聲在數(shù)學處理上比較方便，因此它是系統(tǒng)分析的有力工具。一般，只要一個噪聲過程所具有的頻譜寬度遠遠大于它所作用系統(tǒng)的帶寬，并且在該帶寬中其頻譜密度基本上可以作為常數(shù)來考慮，就可以把它作為白噪聲來處理。例如，熱噪聲和散彈噪聲在很寬的頻率范圍內具有均勻的功率譜密度，通?？梢哉J為它們是白噪聲。使用白噪聲是由于不同頻率上會有不同的吸聲系數(shù)。人們使

9、用吸聲系數(shù)頻率特性曲線描述材料在不同頻率上的吸聲性能。聲強探頭電路：是兩路完全對稱聲電轉換電路，將傳聲器探頭所在聲場的聲壓信號轉換成電信號，通過前置放大器帶動長線輸出，避免儀器引起聲場變化。用2個麥克風作為傳感器等間距放置于吸聲材料表面很近的地方，測得2個麥克風傳感器的聲壓，得到2個麥克風傳感器中間點的聲壓。DSP處理電路：控制白噪聲發(fā)射時間，實時調整放大倍數(shù)，采集數(shù)據，F(xiàn)FT及計算吸聲系數(shù)等。DSP處理模塊是兩路對稱的模擬信號轉換電路，在DSP的控制下將長線傳輸過來的模擬聲壓信號，經低通濾波器、程控放大器、模數(shù)轉換器，轉換成數(shù)字聲壓信號送入DSP處理。雙傳聲器法測量吸聲系數(shù)需要大量復雜計算，

10、如FFT、計算吸聲系數(shù)，并且白噪聲信號的采樣時間很短暫，經過篩選，系統(tǒng)DSP選用TMS320VC5402。TMS320VC5402 具有以下主要特點：先進的多總線結構；多處理單元；多級流水線結構; 特殊的DSP指令; 單周期定點指令執(zhí)行時間為10ns等。以上這些優(yōu)點使TMS320VC5402 具有較好的數(shù)字信號處理能力，適用于FFT 變換以及語音噪聲信號處理等，功耗低、集成度高，可用電池供電，廣泛應用于便攜式設備中。系統(tǒng)需要在10 m s內至少采集512個數(shù)據，并且為了減少誤差、提高測量精度，雙通道必須同時采樣、進行模數(shù)轉換，因此選用ADS7862。它內部集成2個A /D轉換器，共用啟動轉換信

11、號CONVST、讀寫信號、忙信號等控制信號，雙路同時采樣保持轉換，功耗僅為40 mW。因此ADS7862在保持系統(tǒng)性能的同時，使系統(tǒng)的硬件電路更加簡單便攜。并且前端加入運算放大器OPA132和4 個電阻，使ADS7862 配置為雙極性輸入，改變電阻大小就可以調整輸入的電壓范圍。2.軟件部分：系統(tǒng)的軟件包括DSP應用程序和單片機應用程序兩部分。DSP首先控制發(fā)射10 m s白噪聲，然后實時調整信號放大倍數(shù)并采集數(shù)據，準確地將模擬聲壓信號轉換成數(shù)字聲壓信號。在采集結束后，執(zhí)行512點位碼倒置和FFT變換子程序，再根據公式計算出吸聲系數(shù)，最后將測量結果通過HPI 接口送給單片機。(1) DSP應用程

12、序：用2個麥克風作為傳感器等間距放置于吸聲材料表面很近的地方，測得2 個麥克風傳感器的聲壓，得到2個麥克風傳感器中間點的聲壓，然后啟動ADS7862轉換，讀取兩個通道數(shù)據至DSP。程序判斷數(shù)據是否超出范圍，如果超出范圍則調整放大倍數(shù)重新轉換。否則判斷是否采樣結束，如果采樣未結束則繼續(xù)采樣，若結束則進行位碼倒置進行FFT轉換。然后根據公式計算出吸聲系數(shù)，輸出給單片機顯示?？焖俑凳献儞Q（FFT），是離散傅氏變換的快速算法，它是根據離散傅氏變換的奇、偶、虛、實等特性，對離散傅立葉變換的算法進行改進獲得的。它對傅氏變換的理論并沒有新的發(fā)現(xiàn)，但是對于在計算機系統(tǒng)或者說數(shù)字系統(tǒng)中應用離散傅立葉變換，可以說

13、是進了一大步。我們采用的FFT算法是包裝算法：首先2N點實數(shù)的連續(xù)輸入稱為“進包”。其次N點的FFT被連續(xù)運行。最后作為結果產生的N點的合成輸出是“打開”成為最初的與DFT相符合的2N點輸入。使用這一思想，我們可以劃分FFT的大小，它有一半花費在包裝輸入O（N）的操作和打開輸出上。這樣的FFT算法迅速，計算速度幾乎達到了兩次DFT的連續(xù)輸入。FFT算法程序主要分3大部分：主程序、波形發(fā)生程序和FFT程序。波形發(fā)生程序首先計算步長，再用sin函數(shù)計算當前的波形值。再由FFT程序按照編碼逆序排列輸入序列，運用蝶形算法計算，進而計算出功率譜。 (2) 單片機應用程序：單片機是一種集成在電路芯片，是采

14、用超大規(guī)模集成電路技術把具有數(shù)據處理能力的中央處理器CPU隨機存儲器RAM、只讀存儲器ROM、多種I/O口和中斷系統(tǒng)、定時器/計時器等功能（可能還包括顯示驅動電路、脈寬調制電路、模擬多路轉換器、A/D轉換器等電路）集成到一塊硅片上構成的一個小而完善的計算機系統(tǒng)。 單片機的主要任務是計算和顯示吸聲系數(shù)，與上位機通信等。單片機與DSP最小系統(tǒng)，鍵盤接口，顯示接口和通訊接口連接。通過鍵盤接口調整放大倍數(shù)。通過顯示接口顯示輸出波形和相關數(shù)據。顯示通過液晶模塊來實現(xiàn)。在液晶顯示器的實際應用當中，漢字與圖形通常都是以圖形的方式來顯示的。液晶顯示模塊中的漢字與圖形都是像素點進行有規(guī)律的組合產生的結果，圖形漢

15、字的清晰度以及液晶顯示器像素點的多少與點陣之間距離的大小有著很大的關聯(lián)。所以在顯示之前，必須要先建立起該系統(tǒng)需要的漢字庫與數(shù)字庫。在自造字符的時候，最好不要擴充到外圍的四條邊界的點陣中去，以免顯示的內容連在一起。這兩種顯示方式采用的地址均是按照自左向右，自上到下的順序進行排列的。所以只要知道了顯示器的地址，就能夠在其想對應的位置顯示出所需要的內容。第2章 硬件設計2.1 程控白噪聲信號發(fā)生電路由于測量吸聲系數(shù)需要測量不同頻率下吸收和入射的聲強，所以需要白噪聲發(fā)生電路作為聲源。白噪聲作為一種理想信號，在數(shù)學處理上具有簡單、方便等優(yōu)點，所以在系統(tǒng)辨識、線性系統(tǒng)分析和信號分析與處理中都有極重要的地位

16、。在實際工作中，要研究某一系統(tǒng)的隨機過程，只要滿足該過程的功率譜密度在比系統(tǒng)帶寬大得多的頻率范圍內近似均勻分布這一條件，就可以把它作為白噪聲來處理，而不會帶來多大誤差。然而，市售的白噪聲發(fā)生器相當昂貴，使它的應用受到一定限制。在對雙極性晶體管的散粒噪聲的功率特性進行分析之后，利用它在極寬的頻帶范圍內具有均勻的功率譜這一特性，設計實現(xiàn)了一個非常簡潔有效的帶寬可調的限帶白噪聲發(fā)生器，可以滿足實驗室或一般應用場合的要求。2.1.1 散粒噪聲的特性在雙極性晶體管和半導體二極管等器件中，流動的電流不是平滑和連續(xù)的，而是各個攜帶著一個電子電荷的載流子的流動產生的電流脈沖之和。其原因在于這些器件中有勢壘存在

17、，而載流子通過勢壘是隨機發(fā)生的一系列獨立事件。對于晶體管，當發(fā)射結處于正向偏置時，就有載流子越過發(fā)射結勢壘由發(fā)射區(qū)注入基區(qū)。雖然單位時間內注入基區(qū)的載流子平均數(shù)是一定的，但是某一個載流子越過勢壘進入基區(qū)的事件卻是隨機的，它取決于載流子是否具有足夠的能量以及指向結面方向的速度的大小。這就使得注入基區(qū)的載流子數(shù)目在其平均數(shù)附近發(fā)生統(tǒng)計起伏，從而引起注入電流的起伏。這種由于載流子各自獨立而隨機地通過勢壘所引起的噪聲，稱為散粒噪聲。電流強度平均值為I 的一系列獨立的隨機電流脈沖所產生的散粒噪聲電流均方值可以表示如下: （21） 其功率譜密度為： （22）由式（22）可知，散粒噪聲的功率譜密度與頻率無關

18、，屬于白噪聲。然而值得強調的是該式只在中低頻范圍內有效，在高頻區(qū)( 接近1GHz) ，散粒噪聲也將隨頻率的上升而增加。盡管如此，在極寬的頻帶范圍內，其功率譜密度仍與頻率無關。而且，實驗還發(fā)現(xiàn)，PN結反向擊穿會使散粒噪聲激增。總之，PN 結的散粒噪聲具有以下特征:在非常寬的頻率圍，從幾赫茲到微波頻段，其功率譜密度與頻率無關，即呈白噪聲; 基極- 發(fā)射極的PN 結反向擊穿時，噪聲強度激增。因此可以用作高性能的固態(tài)噪聲源。這樣就可通過散粒噪聲得到近似的白噪聲。2.1.2 發(fā)生電路設計聲音在空氣中的傳播速度為340 m /s，在短時間內可以形成多次反射。為了避免多次反射干擾，發(fā)射時間必須非常短暫，可利

19、用數(shù)字信號控制發(fā)射時間。程控白噪聲信號發(fā)生電路如圖2.1所示。圖2.1 程控白噪聲信號發(fā)生電路白噪聲信號發(fā)生器利用普通雙極性晶體管9014 發(fā)射結齊納擊穿時產生散粒噪聲，再經過一系列處理得到白噪聲信號。采用這樣的配置，發(fā)射極- 基極結的反向擊穿電壓可以很容易地用一般的頻譜分析儀觀察，其頻譜帶寬約為300MHz，而功率輸出大約是- 70dBm。為了增大噪聲功率，后級電路對散粒噪聲進行了放大。首先是將直流信號濾除，并盡量使交流信號通過，因而電容C1的容值和電阻R3 的阻值選擇得較大，C1 容值為1F，R3 阻值為200k。NE5532 是一個性能優(yōu)良的低噪聲電壓放大器，工作電壓為12V，由它組成的

20、跟隨器，工作帶寬為10MHz，這樣經過跟隨器的輸出噪聲帶寬限制在10MHz 內，峰-峰值范圍為5mV。信號再經過一級電壓增益為100 的放大電路，然后輸入給一個4 階的Butterworth 開關電容低通濾波器電路，該電路的低通截止頻率在0 30kHz 范圍內是可調的，只需調節(jié)TLC14CP時鐘輸入端的頻率fclock，其中時鐘頻率f clock=1/ 169 RC，R 為電位器R8的阻值，通過調節(jié)R8，可以方便地改變輸入時鐘頻率。截止頻率f co 和時鐘輸入的頻率fclock有關系，這樣也就改變了截止頻率率f co，從而改變了輸出信號的帶寬。而為了精確控制白噪聲發(fā)射時間，電路中加入了CD40

21、51。CD4051是單8通道數(shù)字控制模擬電子開關，有3個二進制控制輸入端A、B、C 和INH 輸入，具有低導通阻抗和很低的截止漏電流。幅值為4.5 20 V的數(shù)字信號可控制峰值至20 V 的模擬信號。其中，二進制控制輸入端A、B、C 接地，選通通道0;INH 連接到DSP的XF引腳，通過控制XF引腳電平的高低就可以控制白噪聲發(fā)射的時間。為了增大輸出信號，后級采用輸出放大電路，保證了在輸出負載不小于200時，輸出信號的幅度可以在10V 范圍內調節(jié)。2.2 DSP和ADS7862之間的連接雙傳聲器法測量吸聲系數(shù)需要大量復雜計算，如FFT、計算吸聲系數(shù)，并且白噪聲信號的采樣時間很短暫，經過篩選，系統(tǒng)

22、DSP選用TMS320VC5402。TMS320VC5402 具有以下主要特點: 先進的多總線結構; 多處理單元; 多級流水線結構; 特殊的DSP指令; 單周期定點指令執(zhí)行時間為10 ns等。以上這些優(yōu)點使TMS320VC5402 具有較好的數(shù)字信號處理能力，適用于FFT 變換以及語音噪聲信號處理等，功耗低、集成度高，可用電池供電，廣泛應用于便攜式設備中。系統(tǒng)需要在10 m s內至少采集512個數(shù)據，并且為了減少誤差、提高測量精度，雙通道必須同時采樣、進行模數(shù)轉換，因此選用ADS7862。它內部集成2個A /D轉換器，共用啟動轉換信號CONVST、讀寫信號、忙信號等控制信號，雙路同時采樣保持轉

23、換，功耗僅為40 mW。 因此，ADS7862在保持系統(tǒng)性能的同時，使系統(tǒng)的硬件電路更加簡單便攜。并且前端加入運算放大器OPA132和4 個電阻，使ADS7862 配置為雙極性輸入，改變電阻大小就可以調整輸入的電壓范圍。ADS7862和DSP的連接圖如圖2.2所示。圖2.2 ADS7862和DSP的連接圖2.3 聲強探頭電路的實現(xiàn)吸聲系數(shù)測量儀的接收部分是聲強探頭電路。聲強探頭電路是兩路完全對稱聲電轉換電路，將傳聲器探頭所在聲場的聲壓信號轉換成電信號，通過前置放大器帶動長線輸出，避免儀器引起聲場變化。接收裝置為傳聲器，傳聲器是將聲音信號轉換為電信號的能量轉換器件。靈敏度是話筒在單位聲壓激勵下輸

24、出電壓與輸入聲壓的比值，其單位是mV/Pa。為與電路中電平的度量一致，靈敏度也可以分貝值表示。 2.3.1 移相式正弦波發(fā)生電路為了進行仿真，使用移相式正弦波發(fā)生電路當作接收到的聲音信號。移相式正弦波發(fā)生電路如圖2.3所示。圖2.3 移相式正弦波發(fā)生電路移相式正弦波是由三節(jié)RC超前或滯后移相反饋網絡和反相放大器組成，常用于產生低頻正弦信號。三節(jié)RC電路含180º相移，與負饋放大器正好在該頻率上構成正反饋，與負反饋放大器正好在該頻率上構成正反饋，滿足振蕩的相位平衡條件，若適當選擇穩(wěn)幅負反饋網絡的反饋電阻RF，使放大器閉環(huán)增益大于1，即滿足振蕩的振幅條件，就能在輸出端得到正弦波振蕩信號。

25、2.3.2 功率放大電路由于發(fā)射端需要使用揚聲器發(fā)射出白噪聲，但三極管產生的白噪聲功率較小，所以需要功率放大電路進行放大，驅動揚聲器。而由話筒接收到的信號功率一樣很小，所以同樣需要功率放大電路進行放大。該功率放大電路使用LM386對信號進行放大。LM386是一種音頻集成功放，具有自身功耗低、更新內鏈增益可調整、電源電壓范圍大、外接元件少和總諧波失真小等優(yōu)點的功率放大器。為使外圍元件最少，電壓增益內置為20。但在1腳和8腳之間增加一只外接電阻和電容，便可將電壓增益調為任意值，直至200。輸入端以地位參考，同時輸出端被自動偏置到電源電壓的一半，在6V電源電壓下，它的靜態(tài)功耗僅為24mW，使得LM3

26、86特別適用于電池供電的場合。 LM386的外形和引腳的排列如圖2.4所示。引腳2為反相輸入端，3為同相輸入端；引腳5為輸出端；引腳6和4分別為電源和地；引腳1和8為電壓增益設定端；使用時在引腳7和地之間接旁路電容，通常取10F。查LM386的datasheet，電源電壓4-12V或5-18V(LM386N-4)；靜態(tài)消耗電流為4mA；電壓增益為20-200；在1、8腳開路時，帶寬為300KHz；輸入阻抗為50K；音頻功率0.5W。圖2.4 LM386的外形和引腳的排列圖由于傳聲器輸出電壓僅為幾十mV，為了進行下一步的計算，要使用功率放大器對信號進行放大。LM386的1腳和8腳是增益調整引腳，

27、其內部為一個約為1.35K的電阻，1，8腳開路的時候，增益最小約為20倍（26db），當1，8腳交流短路，增益最大，達到200倍（46db），在1，8之間串聯(lián)電阻，可調整增益在20倍到200倍之間變化。具體的計算公式可參考如下： GAIN = 30000/(150+(1350*R)/(1350+R) （23）其中R為1，8腳之間串聯(lián)的電阻，單位為 ，(1350*R)/(1350+R)即兩電阻的并聯(lián)值。功率放大電路如圖2.5所示，電壓放大倍數(shù)約為20倍。圖2.5功率放大電路2.4 A/D轉換模塊ADC0809是CMOS器件，不僅包括一個8位的逐次逼近型ADC，而且還提供一個8通道的模擬多路開關和

28、通道尋址邏輯。利用它可直接輸入8個單端的模擬信號分時進行A/D轉換，在多點巡回檢測和過程控制、運動控制中應用十分廣泛。ADC0809的內部結構如圖2.6所示。IN0IN7：8路模擬輸入，通過3根地址譯碼線ADDA、ADDB、ADDC來選通一路。D7D0：A/D轉換后的數(shù)據輸出端，為三態(tài)可控輸出，故可直接和微處理器數(shù)據線連接。8位排列順序是D7為最高位，D0為最低位。圖2.6 ADC0809內部結構框圖ADDA、ADDB、ADDC：模擬通道選擇地址信號，ADDA為低位，ADDC為高位。地址信號與選中通道對應關系如表2.1所示。表2.1 地址信號與選中通道的關系地 址選中通道ADDCADDBADD

29、A000011110011001101010101IN0IN1IN2IN3IN4IN5IN6IN7VR(+)、VR(-)：正、負參考電壓輸入端，用于提供片內DAC電阻網絡的基準電壓。在單極性輸入時，VR(+)=5V，VR(-)=0V；雙極性輸入時，VR(+)、VR(-)分別接正、負極性的參考電壓。ALE：地址鎖存允許信號，高電平有效。當此信號有效時，A、B、C三位地址信號被鎖存，譯碼選通對應模擬通道。在使用時，該信號常和START信號連在一起，以便同時鎖存通道地址和啟動A/D轉換。START：A/D轉換啟動信號，正脈沖有效。加于該端的脈沖的上升沿使逐次逼近寄存器清零，下降沿開始A/D轉換。如正

30、在進行轉換時又接到新的啟動脈沖，則原來的轉換進程被中止，重新從頭開始轉換。EOC：轉換結束信號，高電平有效。該信號在A/D轉換過程中為低電平，其余時間為高電平。該信號可作為被CPU查詢的狀態(tài)信號，也可作為對CPU的中斷請求信號。在需要對某個模擬量不斷采樣、轉換的情況下，EOC也可作為啟動信號反饋接到START端，但在剛加電時需由外電路第一次啟動。OE：輸出允許信號，高電平有效。當微處理器送出該信號時，ADC0809的輸出三態(tài)門被打開，使轉換結果通過數(shù)據總線被讀走。在中斷工作方式下，該信號往往是CPU發(fā)出的中斷請求響應信號。本設計中ADC0809與單片機的接口電路如圖2.7所示。ADC0809的

31、ALE與START管腳接到P1.4，EOC管腳接到P3.3，OE管腳接到P1.5，轉換結果輸出D0D7與單片機的P0口直接相連。圖2.7 A/D轉換電路2.5 LCD顯示模塊本系統(tǒng)的顯示部分采用LCD1602芯片，LCD顯示模塊是把LCD顯示屏、背景光源、線路板和驅動集成電路等部件構造成1個整體作為1個獨立部件使用，只留1個接口與外部通信。LCD引腳功能如表2.2所示：表2.2 1602引腳功能表引腳符號功能說明1VSS一般接地2VDD接電源（+5V）3V0液晶顯示器對比度調整端，接正電源時對比度最弱，接地電源時對比度最高（對比度過高時會產生“鬼影”，使用時可以通過一個10K的電位器調整對比度

32、）。4RSRS為寄存器選擇，高電平1時選擇數(shù)據寄存器、低電平0時選擇指令寄存器。5R/WR/W為讀寫信號線，高電平時進行讀操作，低電平時進行寫操作。6EE(或EN)端為使能(enable)端，下降沿使能。7DB0低4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 0位（最低位）8DB1低4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 1位9DB2低4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 2位10DB3低4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 3位11DB4高4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 4位12DB5高4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 5位13DB6高4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 6位14DB7高4位三態(tài)、 雙向數(shù)據總線 7位（最高位）（也是busy flag）15BLA背光電源正

33、極16BLK背光電源負極顯示模塊通過這個接口接收顯示的命令和數(shù)據，并按指令和數(shù)據的要求進行顯示，外部電路通過這個接口讀出顯示模塊的工作狀態(tài)和顯示數(shù)據。1602液晶模塊內部的字符發(fā)生存儲器（CGROM）已經存儲了160個不同的點陣字符圖形，這些字符有：阿拉伯數(shù)字、英文字母的大小寫、常用的符號和日文假名等，每1個字符都有1個固定的代碼。用戶對模塊寫入適當?shù)目刂泼?，即可完成清屏、顯示、地址設置等操作。本設計采用并行方式控制，LCD與單片機的接口電路如圖2.8所示。圖2.8 LCD顯示電路LCD1602的E管腳接到P3.2，RS管腳接到P3.0，R/W管腳接到P3.1，通過軟件設置，當E=0時，LC

34、D1602開始工作。當R/W=0，RS=0時，單片機可以向LCD寫指令，當RS=1，R/W=0時，單片機可以向LCD寫數(shù)據，單片機的P2口和LCD的DB端口相連，當P2口輸出數(shù)據時，通過軟件程序控制，將數(shù)據進行一系列的計算，最后在LCD上顯示。2.6單片機最小系統(tǒng)本課題選用ATMEL公司的AT89C51，它以經典的8031為內核，有一個8位的微處理器，不僅可以處理字節(jié)數(shù)據，還支持位操作。AT89C51具有4KB的EEPROM，將CPU和存儲器組合在單個芯片中，并與工業(yè)標準的AT89C51型機的指令集和輸出引腳兼容，從而為很多嵌入式控制提供了靈活性高且價格低廉的方案。其主要特性如下：壽命達100

35、0次寫/擦循環(huán)；時鐘頻率范圍為0Hz24MHz；三級程序存儲器鎖定；128×8位內部RAM；兩個16位定時器/計數(shù)器；5個中斷源；可編程串行通道；低功耗閑置和掉電模式；片內振蕩器和時鐘電路；32位可編程I/O線；4個8位并行I/O口：P0、P1、P2、P3。AT89C51具有很強的運算、控制能力，完全能夠滿足本課題的各項指標要求。圖2.9為AT89C51引腳分布。 圖2.9 AT89C51引腳分布P0口：P0口為一個8位漏級開路雙向I/O口，每腳可吸收8TTL門電流。當P1口的管腳第一次寫1時，被定義為高阻輸入。P0能夠用于外部程序數(shù)據存儲器，它可以被定義為數(shù)據/地址的第八位。在FI

36、ASH編程時，P0 口作為原碼輸入口，當FIASH進行校驗時，P0輸出原碼，此時P0外部必須被拉高。P1口：P1口是一個內部提供上拉電阻的8位雙向I/O口，P1口緩沖器能接收輸出4TTL門電流。P1口管腳寫入1后，被內部上拉為高，可用作輸入，P1口被外部下拉為低電平時，將輸出電流，這是由于內部上拉的緣故。在FLASH編程和校驗時，P1口作為第八位地址接收。P2口：P2口為一個內部上拉電阻的8位雙向I/O口，P2口緩沖器可接收，輸出4個TTL門電流，當P2口被寫“1”時，其管腳被內部上拉電阻拉高，且作為輸入。并因此作為輸入時，P2口的管腳被外部拉低，將輸出電流。這是由于內部上拉的緣故。P2口當用

37、于外部程序存儲器或16位地址外部數(shù)據存儲器進行存取時，P2口輸出地址的高八位。在給出地址“1”時，它利用內部上拉優(yōu)勢，當對外部八位地址數(shù)據存儲器進行讀寫時，P2口輸出其特殊功能寄存器的內容。P2口在FLASH編程和校驗時接收高八位地址信號和控制信號。 P3口：P3口管腳是8個帶內部上拉電阻的雙向I/O口，可接收輸出4個TTL門電流。當P3口寫入“1”后，它們被內部上拉為高電平，并用作輸入。作為輸入，由于外部下拉為低電平，P3口將輸出電流（ILL）這是由于上拉的緣故。 P3口也可作為AT89C51的一些特殊功能口。ALE/PROG：當訪問外部存儲器時，地址鎖存允許的輸出電平用于鎖存地址的地位字節(jié)

38、。在FLASH編程期間，此引腳用于輸入編程脈沖。在平時，ALE端以不變的頻率周期輸出正脈沖信號，此頻率為振蕩器頻率的1/6。因此它可用作對外部輸出的脈沖或用于定時目的。然而要注意的是：每當用作外部數(shù)據存儲器時，將跳過一個ALE脈沖。如想禁止ALE的輸出可在SFR的8EH地址上置0。此時ALE只有在執(zhí)行MOVX，MOVC指令是ALE才起作用。另外，該引腳被略微拉高。如果微處理器在外部執(zhí)行狀態(tài)ALE禁止，置位無效。1. 復位電路設計單片機啟動運行時，都需要先復位，其作用是使CPU和系統(tǒng)中其他部件處于一個確定的初始狀態(tài)，并從這個狀態(tài)開始工作。單片機本身是不能自動進行復位的，必須配合相應的外部電路。單

39、片機的復位通常分為三種：自動復位、手動復位、看門狗復位。只要給引腳RESET加上2個機器周期以上的高電平信號，就可使AT89C51復位。因為AT89C51內部沒有看門狗，所以其復位電路只能采用自動和手動復位。本設計采用自動復位，電路如圖2.10所示。圖2.10 復位電路2. 晶振電路設計AT89C51內部有一個用于構成振蕩器的高增益反相放大器，引腳XTAL1和XTAL2分別是此放大器的輸入端和輸出端。此放大器可與作為反饋元件的片外晶振一起構成自激振蕩器。外接晶振以及電容C1和C2接在放大器的反饋回路中，構成并聯(lián)諧振電路。外接電容的值雖然沒有嚴格的要求，但電容的大小會影響振蕩器頻率的高低、振蕩器

40、的穩(wěn)定性、起振的快速性和溫度的穩(wěn)定性。本系統(tǒng)晶振值取為12MHz，電容應盡可能的選擇陶瓷電容，相應容值約為30pF，晶體振蕩電路如圖2.11所示。圖2.11 晶振電路第3章 軟件設計 軟件設計包括總體程序、A/D轉換、白噪聲發(fā)生、FFT轉換、LCD顯示等模塊。本章主要介紹各個模塊的軟件設計思想及流程設計。3.1 主程序流程圖主程序流程如圖3.1所示。DSP首先控制發(fā)射10 ms白噪聲，然后實時調整信號放大倍數(shù)并采集數(shù)據，準確地將模擬聲壓信號轉換成數(shù)字聲壓信號。在采集結束后，執(zhí)行512點位碼倒置和FFT變換子程序，再計算出吸聲系數(shù)，最后將測量結果通過HPI 接口送給單片機。單片機將EOC置0，則

41、將數(shù)據傳送給單片機的P2口。單片機經過計算后將數(shù)據傳給LCD液晶屏顯示。LCD上顯示輸入電壓和吸聲系數(shù)。圖3.1 DSP應用程序流程圖3.2 白噪聲發(fā)生程序首先對DSP 進行初始化，設置10 m s定時中斷，XF置高電平，停止發(fā)射白噪聲信號; 然后，XF 置低電平發(fā)射白噪聲信號，DSP開始采集數(shù)據; 直到發(fā)生10 m s定時中斷，XF置高電平停止發(fā)射白噪聲信號，完成數(shù)據的采集，從而達到利用數(shù)字信號來控制白噪聲信號發(fā)射的目的。這里我們用單片機來實現(xiàn)吸聲系數(shù)的測量。由于單片機計算速度有限，我們用頻率為10KHz的正弦波代替白噪聲。如果需要計算完整的吸聲系數(shù)需要用運算速度較快的DSP（數(shù)字信號處理器

42、）來進行快速傅里葉變換，進而計算各個頻率下的平均吸聲系數(shù)。白噪聲程序流程圖如圖3.2所示。圖3.2 白噪聲程序流程圖3.3 AD0809轉換程序ADC0809的工作時序如圖3.3所示。圖3.3 ADC0809工作時序當通道選擇地址有效時，ALE信號一出現(xiàn)，地址便馬上被鎖存，這時轉換啟動信號緊隨ALE之后(或與ALE同時)出現(xiàn)。START的上升沿將逐次逼近寄存器SAR復位，在該上升沿之后的2us加8個時鐘周期內(不定)，EOC信號將變低電平，以指示轉換操作正在進行中，直到轉換完成后EOC再變高電平。微處理器收到變?yōu)楦唠娖降腅OC信號后，便立即送出OE信號，打開三態(tài)門，讀取轉換結果。 模擬輸入通道

43、的選擇可以相對于轉換開始操作獨立地進行(當然，不能在轉換過程中進行)，然而通常是把通道選擇和啟動轉換結合起來完成(因為ADC0809的時間特性允許這樣做)。這樣可以用一條寫指令既選擇模擬通道又啟動轉換。在與微機接口時，輸入通道的選擇可有兩種方法，一種是通過地址總線選擇，一種是通過數(shù)據總線選擇。如用EOC信號去產生中斷請求，要特別注意EOC的變低相對于啟動信號有2us+8個時鐘周期的延遲，要設法使它不致產生虛假的中斷請求。為此，最好利用EOC上升沿產生中斷請求，而不是靠高電平產生中斷請求。本設計采用查詢的方法來確定A/D轉換是否完成，并將轉換的結果由P1口讀入單片機。單片機先給出啟動信號STAR

44、T脈沖，然后查詢檢測轉換結束信號EOC，當EOC為高電平轉換結束后，單片機給出OE使能信號，從P1口讀取轉換結果。程序流程圖如圖3.4所示。圖3.4 A/D 程序流程圖3.4 FFT程序快速傅氏變換（FFT），是離散傅氏變換的快速算法，它是根據離散傅氏變換的奇、偶、虛、實等特性，對離散傅立葉變換的算法進行改進獲得的。它的優(yōu)點是節(jié)省運算量，算法迅速，能夠節(jié)約存儲空間，降低設備成本。FFT并不是一種新的變換，它是離散傅立葉變換（DFT）的一種快速算法。由于我們在計算DFT時一次復數(shù)乘法需用四次實數(shù)乘法和二次實數(shù)加法；一次復數(shù)加法則需二次實數(shù)加法。每運算一個X（k）需要4N次復數(shù)乘法及2N+2（N-

45、1）=2（2N-1）次實數(shù)加法。所以整個DFT運算總共需要4N2次實數(shù)乘法和N*2(2N-1)=2N(2N-1)次實數(shù)加法。如此一來，計算時乘法次數(shù)和加法次數(shù)都是和N2成正比的，當N很大時，運算量是可觀的，因而需要改進對DFT的算法減少運算速度。根據傅立葉變換的對稱性和周期性，我們可以將DFT運算中有些項合并。我們先設序列長度為N=2L，L為整數(shù)。將N=2L的序列x(n)(n=0，1，N-1)，按N的奇偶分成兩組，也就是說我們將一個N點的DFT分解成兩個N/2點的DFT，他們又重新組合成一個N點DFT。一般來說，輸入被假定為連續(xù)的。當輸入為純粹的實數(shù)的時候，我們就可以利用左右對稱的特性更好的計

46、算DFT。程序主要分為3大部分：主程序、波形發(fā)生子程序和FFT子程序。主程序主要功能為初始化工作變量，調用波形發(fā)生子程序產生3個正弦波，然后調用FFT子程序計算功率譜。波形發(fā)生子程序主要功能為發(fā)生波形，計算步長并用標準C的sin函數(shù)計算當前的波形值（128點）。FFT子程序主要功能為運用快速傅立葉變換計算功率譜。首先按照編碼逆序排列輸入序列，然后用蝶形算法進行計算，計算出功率譜，最后返回計算結果。程序首先定義采樣點為128點，然后初始化工作變量，將需要用到的公式定義好。然后輸入波形并進行采樣。將輸入采樣的波形值賦值給變量的實部，虛部賦0 。代入公式（31）進行計算。 （31）最后FFT子程序將

47、運算出的結果賦值給DATA并返回。并且通過波形圖觀察輸出波形。對比快速傅立葉變換程序與CCS軟件計算的功率譜。程序流程圖如圖3.5所示。圖3.5 FFT子程序流程圖3.5 LCD1602初始化程序LCD1602的基本的操作分為以下四種： 表 3.1 LCD寄存器選擇表RSR/W-操 作00數(shù)據寄存器寫入01數(shù)據寄存器讀出10指令寄存器寫入11指令寄存器讀出當讀狀態(tài)時單片機輸入指令：RS=0，RW=1，E=1；當讀數(shù)據時單片機輸入指令：RS=1，RW=1，E=1。狀態(tài)或數(shù)據由DB0-DB7數(shù)據口讀進單片機。其讀操作時序如圖3.6所示：圖3.6 LCD1602讀時序寫指令時單片機輸入：RS=0，R

48、W=0，E=下降沿脈沖，單片機向DB0DB7輸入指令碼 ；寫數(shù)據時單片機輸入：RS=1，RW=0，E=下降沿脈沖，單片機向DB0DB7輸入數(shù)據。其寫操作時序如圖3.7所示：圖3.7 LCD1602寫時序1. 忙信號檢測：檢測液晶是否處于忙碌狀態(tài)，如果處于忙碌狀態(tài)，則不可對液晶進行操作，否則可以進行讀寫和顯示操作。忙碌標志位為BF（即LCD1602數(shù)據引腳的最高位DB7位），BF=0表示忙碌，BF=1表示空閑。在讀取過程中要等待4個機器周期的時間已留給硬件足夠反映的時間，程序流程圖如圖3.8所示。圖3.8 忙信號檢測流程圖2. 寫數(shù)據程序：向液晶發(fā)送需要顯示的數(shù)據程序。首先檢測液晶是不是處于忙碌

49、狀態(tài)，如果不忙碌，寫入寫數(shù)據指令RS=1，RW=0，E=0，在單片機P2口給出要顯示的數(shù)據。寫指令程序：對液晶進行寫指令的操作。首先檢測液晶是不是處于忙碌狀態(tài)，如果不忙碌，寫入寫指令RS=0，RW=0，E=0，在單片機P0口給出要寫入的指令碼，液晶在初始化的時候需要輸入一系列的指令。顯示之前需要對液晶進行初始化，設置液晶的顯示模式為顯示開，無光標，指令碼為0x38；光標不閃爍，指令碼為0x0c；字符不移，指令碼為0x06；將以前的顯示內容清除，指令碼為0x01。 圖3.9 寫數(shù)據流程圖 圖3.10寫指令流程圖第4章 聯(lián)合調試聯(lián)合調試是最關鍵也是難度最大的環(huán)節(jié)，它既要求軟件使用和程序編寫的能力，

50、又要求有對硬件電路調試的能力。本章主要對硬件各個部分和總體電路進行調試，硬件和軟件也在調試過程中不斷完善。4.1 基于DSP的FFT變換測試FFT程序是在DSP開發(fā)環(huán)境CCS中完成的，具體過程如下：1. 首先將CCS設置成軟件仿真環(huán)境。如圖4.1所示，刪除原有設置，選擇C55XX REV3.0 CPU 添加并保存。圖4.1 設置CCS為軟件仿真模式2. 建立工程FFT.pjt，寫入程序。如圖4.2所示，將FFT的程序寫入。圖4.2 建立工程并寫入程序3. 編譯并下載程序。4. 打開觀察窗口，進行如圖4.3和圖4.4所示的設置，分別為輸出類型、名稱、輸入數(shù)據起始地址、輸入數(shù)據個數(shù)及修改數(shù)據類型等

51、。圖4.3 TEST WAVE波形設置圖4.4 FFT波形設置5.清除顯示：在以上打開的窗口中單擊鼠標右鍵，選擇彈出式菜單中“CLEAR DISPLAY”功能。6.設置斷點：在程序FFT.c中有注釋“BREAK POINT”的語句上設置軟件斷點。7.運行并觀察結果。（1）選擇“DEBUG”菜單的“ANIMATE”項，或按F5鍵運行程序。（2）觀察“TEST WAVE”窗口中的時域圖形。（3）在“TEST WAVE”窗口中點擊右鍵，選擇屬性，更改圖標顯示為FFT。觀察頻域圖形。 (4)觀察“FFT”窗口中的由CCS計算出的正弦波的FFT。程序運行后共產生3個波形。TEST WAVE的波形如圖4.

52、5所示，TEST WAVE是輸入的正弦波的波形，幅度為1024的正弦波。程序計算它的FFT，并將結果顯示在名為FFT的波形窗口中。FFT的波形如圖4.6所示，橫坐標為功率，縱坐標為頻率。CCS計算出的功率譜如圖4.7所示，橫坐標為功率，縱坐標為頻率。通過比較FFT的波形圖和CCS計算的功率譜即可檢驗程序的正確性。圖4.5 TEST WAVE的波形圖如圖4.5所示，測試波形為正弦波，幅度為1024，采樣點取128。輸入如圖所示正弦波，通過程序運算即可得到下圖所示的功率譜。程序運用蝶形算法計算，首先按照編碼逆序排列輸入序列，再代入公式運算，繼而將結果輸出在波形圖上。圖4.6 FFT的波形圖如圖4.

53、6所示，通過程序運算出的FFT波形圖橫坐標為功率，縱坐標為頻率。圖中顯示功率在3左右的頻率最大，為3.3e+4，兩邊逐漸減小到0 。由此可見程序運算出的FFT功率比較集中。圖4.7 CCS計算出的功率譜如圖4.7所示，由CCS計算出的功率譜較為精確，雖然同樣比較集中，但細節(jié)更為清楚。相比較而言，二者圖形比較接近，說明程序運算的頻域圖和CCS計算結果相近。但存在誤差，可能是由程序運算不足和采樣點數(shù)較少造成的?？梢酝ㄟ^增加采樣點數(shù)和優(yōu)化算法實現(xiàn)，但過多的采樣點數(shù)會影響程序的運行速率，對硬件的要求也會相對提高。所以應該從硬件和準確率之間權衡?？傮w來說由于采用快速傅立葉變換算法而大大提高了運算速率。而

54、基于DSP更能體現(xiàn)DSP的實時性的特點，所以可以在許多便攜設備上得到廣泛應用。通過以上對比發(fā)現(xiàn)運用FFT算法所生成的波形圖與CCS軟件計算出的功率譜基本相同。這表明FFT算法程序可以近似算出輸入波形的功率譜，但還存在誤差。比如局部細節(jié)無法計算出來，頻率數(shù)值存在誤差等。這些可以用增加采樣點來實現(xiàn)，隨著采樣點的增加，相應的誤差會逐漸減小。但另一方面，增加采樣點意味著工作量的增加。這給硬件系統(tǒng)帶來了更高的要求，要求硬件系統(tǒng)在短時間內采樣更多的點。在速率較低的硬件上無法實現(xiàn)。還有一些誤差是算法本身帶來的，比如運算的先后次序和優(yōu)化程度等。這就需要從不斷的實驗和摸索中盡量減少誤差?？傮w而言，本次課程設計用

55、FFT算法所生成的波形圖與CCS軟件計算出的功率譜基本相同，達到了預期效果。這樣我們便可以通過DSP進行快速傅里葉變換進而計算出各個頻率下的吸聲系數(shù)。4.2 A/D轉換電路與顯示模塊調試A/D轉換電路軟件調試如圖4.8所示，圖中轉換的模擬電壓為由IN0輸入的5V模擬電壓，轉換的數(shù)字結果為OUT=5.00V，顯示在液晶LCD上。圖4.8 A/D轉換電路與顯示模塊軟件調試圖A/D轉換電路與顯示模塊硬件調試如圖4.9所示，硬件使用自帶A/D轉化器的單片機。通過初始化可以將P1口做為A/D使用。這里將P1口懸空，即輸入信號為0，LCD顯示OUT=0.00V。 圖4.9 A/D轉換電路與顯示模塊硬件調試

56、圖由于A/D轉換出的數(shù)據是以0-255的數(shù)字進行表示的。在電壓為0時對應的數(shù)字量是0，在電壓為5V時對應的數(shù)字量為255。通過數(shù)字量可以計算出輸出端的電壓值。A/D轉換電路軟件和硬件的調試結果如表4.1所示，從表格數(shù)據可以看出A/D轉換結果在電壓為整數(shù)時完全一致，由此可以說明實物連接正確，并且轉換結果很精確，經過調試，硬件電路A/D轉換電路運行良好，硬件連接和轉換、顯示結果正確，達到了所需要求。表4.1 A/D轉換結果電壓值（V）A/D轉換結果單片機運算結果（V）0.00002.501272.53.051563.054.062074.064.4 電路總體調試吸聲系數(shù)檢測系統(tǒng)仿真結果如圖4.10所示。AD轉換器輸入端電壓為2.74V，輸入電壓為5.00V。根據公式=E/Ei =（Ei-Er）/Ei=1-r，