DCDC電路工作原理詳解及TPS54331使用詳解

1、 DC&DC BUCK電路工作原理簡單分析及標準電路討論1、 DC&DC 工作原理簡單介紹（1） DC&DC的分類：根據(jù)電壓是升壓還是降壓，DC&DC可以分為BUCK（降壓）、BOOST（升壓）、BUCK-BOOST（升將壓）。電路拓撲結構如下：（2） BUCK電路的簡單原理介紹圖中Q1可以更換為MOS管，D1也可以更換為MOS管。如果D1是二極管，則該BUCK為非同步，如果D1換為MOS管，則該MOS管也需要PWM驅動周期性的開關，此時該buck電路為同步。我們使用的54331為非同步DC&DC。當開關管Q1驅動為高電平時，開關管導通，儲能電感L1被充

2、磁，流經(jīng)電感的電流線性增加，電感兩端產(chǎn)生左正右負的電動勢阻止電流上升，同時給電容C1充電，給負載R1提供能量。當開關管Q1驅動為低電平時，開關管關斷，儲能電感L1通過續(xù)流二極管放電，電感電流線性減少，電感兩端產(chǎn)生左負有正反向電動勢阻止電流的下降，輸出電壓靠輸出濾波電容C1放電以及減小的電感電流維持。這里面利用了電感的磁性特性，電感的兩端電流不能突變，只能緩慢上升或者下降。在開關1打開期間，電能轉換為磁能，在開關1關斷期間，磁能又轉化為電能。在電感進行儲能和釋能時，電感的正負極會發(fā)生反向。（3） 簡單的名詞解釋 電感的伏秒積平衡：伏秒數(shù)也稱為伏秒積，即電感兩端的電壓V和開關開通或關斷時間T二者的

3、乘積。當開關電源電路處于穩(wěn)態(tài)工作時，一個開關周期內(nèi)電感的電流變化量最終為零，即開關導通時通過電感的電流增加量和開關斷開時電感的電流減少量是相等的。換句話說，處于穩(wěn)定工作狀態(tài)的開關電路中，一個周期因開關作用被分為兩段，其中開關導通時間內(nèi)電感電流在增加，開關關斷時間內(nèi)電感電流在減少，那么在一個周期內(nèi)，電流的增加量與電流的減少量是相等的。根據(jù)電感的這個特性，我們可以得到一些計算的公式：上面的計算公式都是基于理想情況下，忽略了MOS管和二極管損耗，可在電路分析時做近似運算。 其中占空比可以通過測量PH腳（54331）的波形來得到，理想的占空比應該是穩(wěn)定的。CCM模式：連續(xù)導通模式：在一個開關周期內(nèi)，電

4、感電流從不會到0?；蛘哒f電感從不“復位”，意味著在開關周期內(nèi)電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。TPS54331工作在CCM模式下，部分波形如下：反饋回路及其穩(wěn)定性：DC&DC及后面講的線性穩(wěn)壓器都使用反饋回路（Feedback Loop）以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋信號在通過回路后都會在增益和相位上有所改變。輸出電壓是通過電阻分壓器進行采樣的，并且該分壓信號反饋到誤差放大器的一個輸入端，誤差放大器的另一個輸入端接參考電壓，誤差放大器將會調整輸出到導通管的輸出電流以保持直流電壓（DC Valtage）的穩(wěn)定輸出。為了達到穩(wěn)定的回路就必須使用負反饋（Negative Fe

5、edback）。負反饋，有時亦稱為改變極性的反饋（degenerative feedback），與源信號的極性相反。負反饋與源（Source）的極性相反，它總會阻止輸出的任何變化。也就是說，如果輸出電壓想要變高（或變低），負反饋回路總會阻止，強制其回到正常值。 信號經(jīng)過回路后會在相位上產(chǎn)生漂移，相位偏移就是反饋信號經(jīng)過整個回路后出現(xiàn)的相位改變（Phase Change）的總和（相對起始點）。相位偏移，單位用度（Degrees）表示，通常使用網(wǎng)絡分析儀（network analyzer）測量。理想的負反饋信號與源信號相位差180°?？梢钥吹?，從180°開始，增加180

6、6;的相移，信號相位回到零度，就會使反饋信號與源信號的相位相同，從而使回路不穩(wěn)定。為了反饋回路的穩(wěn)定性，相位偏移越小越好，相位裕度（Phase Margin，單位：度），定義為頻率的回路增益等 0dB（單位增益，Unity Gain）時，反饋信號總的相位偏移與180°的差。一個穩(wěn)定的回路一般需要20°的相位裕度（我們一般要求應該做到40度以上）。這就是TPS54331等DC&DC增加補償網(wǎng)路的原因，提高系統(tǒng)的帶寬，增加相位裕度，提高反饋回路的穩(wěn)定性。下圖是一個典型DC&DC buck電路的負反饋環(huán)路：反饋電阻形成的增益進入誤差放大器，與參考電壓進行比較，形成

7、一個誤差放大信號，通過補償網(wǎng)路后形成一個電壓控制信號，然后該電壓控制信號與DC&DC內(nèi)部自激產(chǎn)生的鋸齒波一塊形成PWM控制信號，來控制MOS管的導通和關斷。二、標準電路圖分析及討論：TPS54331手冊推薦典型電路：從兩個電路圖對比分析各個參數(shù)：（1）輸入電容：手冊推薦2個4.7uF的去耦電容和1個0.01uF的濾波電容，兩種電容材質都推薦ESR較小的X5R或者X7R的電容，其中耐壓值根據(jù)最大輸入值選擇50V，最大紋波電流根據(jù)電流輸入值選擇大于3A。我們目前LM50輸入電壓為12V，使用的是去耦電容為22uF，CC1206KKX5R8BB226。此電容的耐壓值為25V，較貴，可以換為耐

8、壓為16V的；旁路（濾波電容）電容選擇的是0.1uf，CC0805KRX7R9BB104，耐壓值為50V；后期標準電路還可以考慮再加一個0.01uf的濾波電容，形成幾個數(shù)量級的電容并聯(lián)。（2）EN使能腳：根據(jù)手冊推薦，設計了一個欠壓鎖定遲滯電路，目前我們的電路參數(shù)設計的啟動電壓為5V，停止電壓4V。根據(jù)這兩個參數(shù)，結合手冊的給出的公式，算出了，R125=130K，R128=360K。其中Ven=1.25V。需要注意的是，Ven腳的電壓不能超過5V。同時由于Ven、內(nèi)部電流源和電阻都具有離散性，設計出的啟動電壓和停止電壓都會有一定的離散性。在實際應用過程中要注意。（3） 可配置的緩啟動SS腳：內(nèi)

9、部結構如如下，SS腳的電壓和內(nèi)部參考電壓共同提供誤差放大器的參考電壓，SS腳的對地電容可以起到一個延緩啟動的作用，TPS54331內(nèi)部有一個上拉2uA的電流源可以對電容進行充電。該根據(jù)手冊的計算公式，其中Vref=0.8V，Iss=2uA。同時結合手冊中的說明：我們可以選取緩啟動的時間為4ms，Css=10nF。（4） boot腳：boot腳對PH腳手冊推薦0.1uF的電容，該電容的作用對DC&DC上管MOS管Vgs提供開啟電壓。手冊上推薦使用X5R或X7R的陶瓷電容，我們選擇CC0805KRX7R9BB104。（5） 輸出電壓計算：根據(jù)手冊推薦的公式：上面的公式推導也比較簡單，根據(jù)前

10、面負反饋提到的，其實DC&DC最初設計想讓輸出電壓經(jīng)過分壓網(wǎng)路后值等于Vref，因此Vref=Vout*R6/R5+R6，因此有了上面的公式。其中Vref=0.8V。我們設計的輸出是3.3V，根據(jù)上面的公式可以算出R5(R131)=10K，R6（R136+R138）=3K+200R=3.2K。這個地方需要注意的是，由于VREF存在誤差，手冊中給出的數(shù)據(jù)如下同時，分壓電阻也會存在誤差，因此實際輸出的值與理論值會有差異，需要根據(jù)輸出電壓的要求來選擇具體參數(shù)。（6） 輸出電感的選擇：DC&DC由于電感的飽和會有一個最小的電感的概念，根據(jù)手冊上的推薦公式： 其中KIND是電感的紋波電流

11、占輸出電流的比例，一般按照10%40%計算。54331手冊中是按照0.2和0.3計算的，如果輸出電容的ESR較大，可以選擇Kind=0.2計算，如果ESR比較小，可以選擇0.3計算。其中手冊中給出的計算值6.8uH是基于下面的條件算出的，實際中，電感紋波電流的大小和電感是成反比，我們可以稍微增大下電感值，但不能太大，如果電感值太大會造成瞬態(tài)響應速度變慢，還有可能會造成反饋環(huán)路的不穩(wěn)定。手冊中給出的推薦范圍為6.8uH到47uH。我們使用的是47uH，同時，選定了電感值以后，還要選擇電感的參數(shù)。講LOUT=47uH帶入，計算出的電感的均方根電流為IL（rms）（額定電流）=3A，IL（peak）

12、（電感飽和電流）=3.06A。上述的電感值是按照輸出電流是3A計算的，如果負載電流不是3A，也可以套用上面公式進行計算，LM50目前上用的由于負載電流都比較小，再幾百mA左右，因此電感的額定電流選的比較小。47uH的電感做到額定電流3A還是比較困難，體積會比較大。因此如果涉及到負載電流比較大的情況，可以按照手冊上推薦的值適當選擇小一些的電感。為了長期工作穩(wěn)定性，電感的電流設計應該留有一定余量，一般可以選擇電感的飽和電流為負載電流的1.52倍。 這里再說下電感的一些特性，之前我們也提到了DC&DC利用了電感的儲能和電流不能突變的特性。電感還有其他一些特性：電感的飽和：隨著通過電感的電流增

13、加，它的電感量會減小。這是由于磁芯材料的物理特性決定的。電感量會減少多少就很重要了：如果電感量減小很多，轉換器就不會正常工作了。當通過電感的電流大到電感實效的程度，此時的電流稱為“飽和電流”。這也是電感的基本參數(shù)。當電流增加到一定程度后，電感量就不會急劇下降了，這就稱為“軟”飽和特性。如果電流再增加，電感就會損壞了。有了這個軟飽和的特性，我們就可以知道在所有的轉換器中為什么都會規(guī)定在DC輸出電流下的最小電感量。電感的紋波電流：根據(jù)前面電感的伏秒積平衡計算的公式，可以得到紋波電流的計算公式。電感的值就是根據(jù)紋波電流算出來的。其中IPP是電感紋波電流，IDC是電感的平均電流。通過上面的公式也可以得

14、出Ipeak=Idc+IPP/2。電感的紋波電流越大，電感上耗散的功率就越大，增加EMI同時也會造成輸出的紋波越大，又由于I與電感成反比，從這個角度看，電感越大越好。但是，電感越大，會造成反饋回路不穩(wěn)定，可能導致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，而且還存在電感越大，尺寸越大的問題。電感過小會降低輸出電流，效率，產(chǎn)生較大的輸入紋波。因此，在選擇電感式，要從功耗和電感尺寸、電感量上折中選擇。電感嘯叫：基本理念是聽覺范圍內(nèi)的諧波才會被聽到.但是一般開關電源開關頻率只要不在20K范圍內(nèi),其諧波含量均不會引起較大噪聲.但是這個理論是基于開關電源開關頻率比較穩(wěn)定的情況下. 所以說,如果開關電源占空比不穩(wěn)定,其產(chǎn)生的諧波就有

15、可能在20K之內(nèi)并且幅度較大,這樣就能引起聽覺效應。解決方法有兩個：一、從根本解決,占空比的不穩(wěn)定一般是控制環(huán)路的小信號被噪聲干擾.DC/DC的占空比需要調節(jié)到很穩(wěn)定；二、如果是電感響,也有可能是磁芯的磁滯伸縮引起的.可對電感浸膠。（7） 輸出電容的選擇：手冊中推薦的輸出電容是2個47uF的電容，我們用了一個22uF和10uF的電容，還有一個0.1uF的濾波電容，都是X5R的電容。 電容的參數(shù)需要注意三個因素：電容的耐壓值、最大紋波電流、ESR。電容的ESR和電感的紋波電流共同決定的了輸出的紋波電壓大小。TPS54331對于輸出電容并沒有嚴格的限制，我們設計的范圍很寬，為了盡可能降低紋波電壓，

16、應該選取低ESR的電容，X5R或者X7R；電容的耐壓值要大于輸出電壓1.52倍，以保證電容能正常工作；考慮濾波的需求，可以幾個數(shù)量級的電容并聯(lián)，對多個頻率的雜波進行濾除。目前我們使用輸出電容滿足設計要求，輸出紋波一般都在10mv以下。（8） 補償網(wǎng)路的設計：TPS54331是CURRENT MODE，電流模式控制，因此補償網(wǎng)路設計比較簡單，采用II型補償，補償網(wǎng)路可以參考手冊中給出的值，LM50電路采用了手冊推薦的值。手冊中有關于補償網(wǎng)路的相關計算公式，大家有興趣的可以自己計算一下。補償網(wǎng)路的設計好壞對系統(tǒng)的動態(tài)響應影響很大。如果我們在設計時，調整了相關輸出濾波網(wǎng)路的參數(shù)，電感或者電容，系統(tǒng)的動態(tài)響應變得很慢，由輕載到重載或者由重載到輕載變化比較慢，可以試著微調下補償網(wǎng)路，可能會有改善。（9） 續(xù)流二極管的選擇：二極管的反向耐壓應大于Vinmax+0.5V，正向PEA