一種多諧振隔離雙向DC-DC變換器.docxVIP

1、2019年4月電工技術(shù)學(xué)報(bào)Vol.34No.8第34卷第8期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYApr.2019DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.L80168一種多諧振隔離雙向DC-DC變換器王萍】陳博'王議鋒I張書槐楊良3(1.天津大學(xué)智能電網(wǎng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室天津3000722.北京動(dòng)力源科技股份有限公司北京1000703.國(guó)家電網(wǎng)公司國(guó)家電力調(diào)度控制中心北京100031)摘要提出種新型CDT-LC多諧振軟開關(guān)雙向直流變換器?；趥鹘y(tǒng)LLC諧振拓?fù)?，通過引入輔助變壓器構(gòu)建新的諧振結(jié)構(gòu)，不僅保留了軟開關(guān)高效運(yùn)行

2、的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)收獲了更好的電壓增益特性，實(shí)現(xiàn)在較寬電壓增益范圍仍具有較高的工作效率。此外，對(duì)拓?fù)涞墓ぷ髂B(tài)以及增益特性進(jìn)行詳細(xì)分析，為變換器工作模式設(shè)計(jì)提供理論依據(jù)。在此基礎(chǔ)上，計(jì)算分析變換器損耗的損耗分布并采用合理的優(yōu)化方法提高效率。最后，建立2.5kW樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了變換器的性能與理論分析的正確性，其最高效率可達(dá)97%。關(guān)鍵詞：直流變換器軟開關(guān)電壓增益損耗分析中圖分類號(hào)：TM46AMultiResonantBidirectionalDC-DCConverterWanfiPing】ChenBe'WangYifeng1ZhangShuhuai1YangLiang3(1.KeyLabo

3、ratoryofSmartGridofMinistryofEducationTianjinUniversityTianjin300072China2.BeijingDynamicPowerCo.LtdBeijing100070China3.NationalElectricPowerDispatchingandControlCenterStateGridCorporationofChinaBeijing100031China)AbstractAnovelhighconversionratiobidirectionalCDT-LCresonantDC-DCconverterisproposedin

4、thispaper.ThenewconverternotonlymaintainsthegoodcharacteristicofLLCforzerovoltageswitching(ZVS)onthehighvoltageside(HVS)andzerocurrentswitching(ZCS)onthelowvoltageside,butalsoharvestsagoodgainfeature.Theconverterhasbroadenedvoltagegainrangewithhighefficiency.Besides,theoperatingprinciplesandfeaturea

5、nalysisoftheconverteraregivenforbothstep-upandstep-downmodes.Also,alossbreakdownfortheproposedconverterandacomparisonbetweenSiCandSidevicesaregiven.Atlast,a2.5kWprototypeisestablishedtoverifytheperformanceoftheCDT-LCconverter.Thehighestefficiencyreaches97%.Keywords：DC-DCconverter,soft-switching,volt

6、agegain,lossanalysis0引言目前，全球面臨的能源危機(jī)和環(huán)境問題越來越嚴(yán)重。為了緩解這些問題，新能源發(fā)電與分布式儲(chǔ)收稿日期2018-06-27改稿日期2018-12-12能發(fā)電技術(shù)受到重點(diǎn)關(guān)注"。其中，諧振軟開關(guān)直流變換器憑借其高效、低電磁干擾(ElectromagneiicInterference,EMI)等特征，被廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車充放電、新能源發(fā)電、分布式家庭儲(chǔ)能系統(tǒng)等需要雙向功率傳遞的領(lǐng)域。虬由于儲(chǔ)能系統(tǒng)中所用的儲(chǔ)能電池通常具有大容HuangJun,WangYue,GaoYuan,etal.ModifiedunifiedPWMcontrol(ooperalel

7、hedualactivebridgeconvertersunderZVSinthewholeloadrange|CJ/ECCEAsiaDownunder,Australia,2013:620-625.10 YaqoobM,Ia>oKH,13YM.Extensionofsoft-switchingregionofdual-active-bridgeconverterbytunableresonanttankJ).IEEETransactionsonPowerElectronics,2017,32(12):9093-9104.11 ZhangJunming,ZhangFan,XieXiaog

8、ao,etal.AnovelZVSDC/DCconverterforhighpowerapplications(J).IEEETransactionsonPowerElectronics,2004,19(2):420-429.12 SteigerwaidRL.Acomparisonofhalf-bridgeresonantconvertertopologiesJJ.IEEETransactionsonPowerElectronics.2002,3(2):174-182.13 YangB,LeeFC,ZhangAJ,etal.LLCresonantconverterforfrontendDC/D

9、Cconversion!C/SeventeenthIEEEAppliedPowerElectronicsConferenceandExposition,Dallas.TX.2002:1108-1112.14 FuDianbo,LiuYa,LeeFC,etal.AnoveldrivingschemeforsynchronousrectifiersinLLCresonantconvenersJ.IEEETransactionsonPowerElectronics,2009,24(5):1321-1329.15 LiangZhigang,GuoRong,WangGangyao,etal.Anewwi

10、deinputrangehighefficiencyphotovoltaicinverter(C/EnergyConversionCongressandExposition.Atlanta,GA,2010:2937-2943,ZhangShuhuai,LuoFengzhang,WangYifeng.etal.Controlmethodbasedondemandresponseneedsofisolatedbusregulationwithseries-resonantconvertersforresidentialphotovoltaicsysternsJJ.Energies.2017,10(

11、6):752.16 LiangZhigang,GuoRong,LiJun,etal.Ahigh-efficiencyPVmodule-integratedDC/DCconverterforPVenergyharvestinFREEDMsystemsJ.IEEETransactionsonPowerElectronics.2011.26(3):897-909.17 楊良，王議峰，陳博，等.一種雙CLT諧振軟開關(guān)直流變換器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)【J.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2018.DOI:10.19595/ki.lOOO-6753.tces.162026.YangLiang,WangYifeng,ChenBo,ela

12、l.Thedesignandimplementationofadual-CLTresonantsoft-switchingDC-DCconverterJ.TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2018,DOI:10.19595/ki.1000-6753.ices.162026.18 韓富強(qiáng)，王議鋒，楊良，等.一種輸出并聯(lián)型CLTCL多i皆振軟開關(guān)直流變換器J.電工技術(shù)學(xué)報(bào),2018.33(20):4780-4788.HanFuqiang,WangYifeng,YangLiang,etal.Aparallel-outputCLTCLmulti-el

13、ementresonantsoft-switchingDC-DCconverter|J|.TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2018,33(20):4780-4788.211HuHaibing,FangXiang,ChenFrank,etal.Amodifiedhigh-efficiencyLLCconverterwithtwotransformersforwideinput-voltagerangeappli-cationsJJ.IEEETransactionsonPowerElectronics,2013,28(4):1946-1960.

14、22 JungJH,KimHS,RyuMH,etal.DesignmethodologyofbidirectionalCLLCresonantconverterforhigh-frequencyisolationofDCdistributionsystems|J|.IEEETransactionsonPowerElectronics.2012,28(4):1741-1755.23 WangChengshan,ZhangShuhuai.WangYifeng,etal.A5kWisolatedhighvoltageconversionratiobidirectionalCLTCresonanlDC

15、-DCconverterwithwidegainrangeandhighefficiencyJ.IEEETransactionsonPowerElectronics,2019,34(I):340-355.24 ChenBo,WangPing,WangYifeng,etal.Comparativeanalysisandoptimizationofpowerlossbasedontheisolatedseries/inultiresonantihrcc-portbidirectionalDC-DCconverterJ.Energies.2017.10(10):1565.25 GuanYueshi.

16、WangYifeng.XuDianguo.etal.AIMHzhalf-bridgeresonantDC/DCconverterbasedonGaNFETsandplanarmagnetics(J).IEEETransactionsonPowerElectronics,2017,32(4):2876-2891.作者簡(jiǎn)介王薛女，1959年生，博士，教授.研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儞Q技術(shù)以及智能檢測(cè)與控制。E-mail:pingw王議峰男，1981年生，博士，副教授，研充方向?yàn)橄冗M(jìn)電力電子技術(shù)在電網(wǎng)中的應(yīng)用。E-inail:wayif（通信作者）（編輯陳誠(chéng)）量、施加電壓等級(jí)較低、電壓波動(dòng)較大等特點(diǎn)。因此

17、,需要一種具有高電壓比的雙向DC-DC變換器將低壓電池和高壓直流母線連接起來。同時(shí)，變換器還需要較寬的增益范圍調(diào)節(jié)能力以適應(yīng)電池電壓的變化。由此可見，高增益并且兼顧高效與寬電壓范圍調(diào)節(jié)能力的雙向直流變換器具有極高的研究?jī)r(jià)值和推廣應(yīng)用前景。目前，傳統(tǒng)的DC-DC變換器一般分為非隔離型和隔離型兩種。由于分布式儲(chǔ)能系統(tǒng)需要電氣隔離以保證人身和設(shè)備的安全，在此，僅針對(duì)隔離型變換器進(jìn)行分析討論。從目前己有的拓?fù)鋪砜矗p有源橋(DoubleActiveBridge,DAB)拓?fù)涫亲畹湫偷耐負(fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，憑借其簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)和零電壓軟開關(guān)(ZeroVoltageSwitching,ZVS)特性，已被廣泛應(yīng)用句。但D

18、AB的運(yùn)行效率稍顯不足，仍具有很大的提升空間。更嚴(yán)重的是，當(dāng)輕載運(yùn)行時(shí)，將會(huì)失去ZVS特性導(dǎo)致效率進(jìn)一步下降I”。)。因此，學(xué)者們提出許多新型拓?fù)浜涂刂品椒▉硖岣咝?9l2|o在文獻(xiàn)9-10中，采用了一種新的控制方法來提高效率。文獻(xiàn)|1112基于DAB拓?fù)涮岢隽艘环N改進(jìn)型拓?fù)渫貙捔薢VS范圍。但是，這些改進(jìn)的控制策略較為復(fù)雜，同時(shí)對(duì)于效率的提升十分有限，仍無法滿足要求部分高效應(yīng)用領(lǐng)域的需求。為此，文獻(xiàn)13-15在DAB的基礎(chǔ)上，運(yùn)用多諧振技術(shù)提出了LLC變換器，極大地改善了變換器的效率。LLC憑借著優(yōu)良的ZVS和零電流軟開關(guān)(ZeroCurrentSwitching,ZCS)特性,近年來得到

19、了廣泛學(xué)者的關(guān)注。然而，美中不足的是LLC只有當(dāng)開關(guān)頻率在其諧振頻率附近時(shí)，變換器才能獲得高效率。換言之，它的電壓調(diào)節(jié)范圍非常窄，其增益能力有限。同時(shí)，當(dāng)LLC作反向工作時(shí)，其電壓增益特性存在局限性，類似于傳統(tǒng)串聯(lián)諧振變換器(SeriesResonantConverter,SRC)»不能滿足電池電壓的要求。針對(duì)增益能力的問題，文獻(xiàn)16-17提出了-種改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過全橋和半橋的切換控制來實(shí)現(xiàn)雙倍電壓增益。然而該拓?fù)錇閞覆蓋所有的輸入電壓范圍，參數(shù)和磁件的設(shè)計(jì)是非常困難的。同時(shí)，文獻(xiàn)18提出了一種改進(jìn)的LLC拓?fù)洌岣吡溯p載情況下的變換器效率。但是，它的增益調(diào)節(jié)范圍略顯不足。此外，

20、在文獻(xiàn)19-21中加入輔助諧振電路，并實(shí)現(xiàn)了高效率的增益特性。但是，這些轉(zhuǎn)換器無法實(shí)現(xiàn)功率的雙向變換。以LLC拓?fù)錇榛A(chǔ)，關(guān)于功率雙向變換技術(shù)的改進(jìn)型拓?fù)溲谐鋮s十分有限陽(yáng)231。在文獻(xiàn)22中，提出了一種可雙向功率變換CLLC變換器，但CLLC變換器的增益調(diào)節(jié)能力仍然不太理想。在文獻(xiàn)|23中，同樣提出了CLTC雙向多諧振變換器，得到了較高的效率同時(shí)拓寬了增益輸出范圍。但是，存在散熱不佳、參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜等問題，并目.變換器的潛力仍然未完全開發(fā)，具有進(jìn)一步的研究探索空間。綜上所述，現(xiàn)有的DC-DC變換器仍面臨許多問題需要克服。因此，本文在文獻(xiàn)23基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出了一種新型的CDT-LC變換器。它使

21、得變換器的增益特性進(jìn)一步提升同時(shí)兼顧較高的運(yùn)行效率，使得變換器在更窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)寬范圍的輸出電壓調(diào)節(jié)，適用丁分布式儲(chǔ)能等場(chǎng)景。本文詳細(xì)介紹了系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模態(tài)；給出了CDT-LC的增益特性分析；對(duì)CDT-LC的損耗進(jìn)行了分析，并對(duì)SiC和Si器件進(jìn)行相關(guān)對(duì)比：通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性與樣機(jī)的性能；最后進(jìn)行相關(guān)結(jié)論的總結(jié)。1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與模態(tài)分析1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所提多諧振變換器拓?fù)淙鐖D1所示，包括逆變?nèi)珮?、多諧振結(jié)構(gòu)、整流全橋三個(gè)部分。其中，諧振腔由低壓側(cè)諧振電容Cr2,雙變壓器結(jié)構(gòu)和T'高壓側(cè)諧振電感4以及諧振電容Cn構(gòu)成。因此，這個(gè)新型變換器又可稱為CDT-LC變換器。從圖

22、1可以看出，與傳統(tǒng)LLC相比，新拓?fù)湟肓艘粋€(gè)輔助變壓器T2和低壓側(cè)的諧振電容Cr2.這樣一方面保留了LLC的軟開關(guān)特性，使變換器可以在雙向運(yùn)行的工程中同時(shí)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管在逆變側(cè)的ZVS和整流側(cè)的ZCS：另一方面，由于引入了雙變壓器結(jié)構(gòu)構(gòu)成了新的諧振腔,收獲了更好的增益特性。即使在大功率的條件下，CDT-LC也可以在較小的頻率變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)寬范圍電Fig.1TopologyoftheCDT-LCresonantconverterCCM圖2CDT-LC降壓模式下工作波形Fig.2WorkingwaveformsofCDT-LCinstep-downmode1.2.2升壓模式升壓模式與降壓模式類似，其

23、工作模態(tài)也分為1.2模態(tài)分析基于家庭儲(chǔ)能等應(yīng)用領(lǐng)域，變換器需要具有雙向功率傳輸?shù)墓ぷ髂芰?。因此，變換器的工作模態(tài)分為升壓與降壓兩種模式。1.2.1降壓模式當(dāng)變換器工作在降壓模式時(shí)，根據(jù)開關(guān)頻率與主諧振的關(guān)系和低壓側(cè)電流的狀態(tài)，變換器乂可進(jìn)步分為連續(xù)模式(ContinueConductionMode,CCM)和斷續(xù)模式(DiscontinuousConductionMode,DCM)。當(dāng)設(shè)定的開關(guān)頻率w小于主諧振頻率ft_m時(shí)，變換器工作在DCM,具體波形如圖2a所示；相對(duì)地，當(dāng)時(shí)，變換器運(yùn)行在CCM,相應(yīng)波形如圖2b所示。從圖2中可以看出，一個(gè)工作周期內(nèi)，CCM分為六個(gè)不同的工作階段，而DCM

24、則存在八個(gè)階段。由于工作模態(tài)的正半周期與負(fù)半周期完全對(duì)稱，僅針對(duì)變換器的正半周期進(jìn)行分析，以DCM為例將其分為，、Bd、Cd、Dd四個(gè)階段；而對(duì)應(yīng)于CCM,僅存在，、Bd、Cd三個(gè)工作階段。具體分析如下：階段AdW/.)：此階段為死區(qū)時(shí)間，開關(guān)管Si和S4于fo時(shí)刻關(guān)斷，各開關(guān)管輸出電容進(jìn)行對(duì)應(yīng)充放電。人時(shí)刻結(jié)束充放電，本階段結(jié)束，等效電路如圖3a所示。階段BdM,”)：當(dāng)各開關(guān)管輸出電容充放電完成后，電流通過開關(guān)管的體二極管，二極管先于開關(guān)管導(dǎo)通，這意味著ZVS被實(shí)現(xiàn)。時(shí)刻，開關(guān)管S2和S3開始導(dǎo)通，本階段結(jié)束，同時(shí)死區(qū)時(shí)間結(jié)束，對(duì)應(yīng)等效電路如圖3b所示。階段Cd/2,G：在此階段，S?、S

25、3開始導(dǎo)通，功率流通過諧振腔傳輸至低壓側(cè)。諧振腔由L,、G.和Cr2構(gòu)成，其諧振頻率為主諧振頻率fr_mo電流波形呈正弦狀。此外，雙變壓器的結(jié)構(gòu)內(nèi)出現(xiàn)環(huán)流，將部分能量?jī)?chǔ)存于電感中以此收獲更寬的電壓增益范圍。而作為代價(jià)，環(huán)流會(huì)產(chǎn)生部分損耗，但這部分損耗十分有限，對(duì)于效率的影響較弱。本階段結(jié)束于，3,此時(shí)變壓器希、/,r2電流被勵(lì)磁電流知1、臨2鉗位，對(duì)應(yīng)等效電路如圖3C所示。階段Dd以，")：此階段僅存在于DCMo在此階段，S,與s4仍然導(dǎo)通，但是沒有能量傳輸至低壓側(cè)。同時(shí)，諧振結(jié)構(gòu)發(fā)生變化，由Lm、Lm2>A和G構(gòu)成。在低壓側(cè)，沒有電流通過開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)ZCS，同時(shí)S6和S7承受

26、的電壓由于串聯(lián)被鉗位在輸出電壓的一半，即Ul/2.最后，/4時(shí)刻，S2和S3關(guān)斷時(shí)，該階段結(jié)束，對(duì)應(yīng)等效電路如圖3d所示。<c)階段Cd(a)(b)圖4CDT-LC升壓模式下工作波形Fig.4WorkingwaveformsofCDT-LCinstep-upmode(d>階段Dd圖3CDT-LC降壓模式等效電路模型Fig.3TheCDT-LCequivalentmodeinstep-downmodeDCM與CCM兩種。并且兩種運(yùn)行狀態(tài)也與降壓模式的基本相同，當(dāng)Kw低于升壓主諧振頻率無少時(shí)，變換器工作在DCM下，其波形如圖4a所示。從圖4a中可以看出，半個(gè)工作周期內(nèi)同樣分為Au、Bu

27、、Cu和Du四個(gè)不同階段，對(duì)應(yīng)的等效電路如圖5所示。其中，階段Au與階段Bu為死區(qū)時(shí)間，Au為電容充放電階段，Bu為二極管導(dǎo)通階段，階段R為功率管導(dǎo)通階段。但是，需要說明的是，在階段Du中,升壓模式的諧振結(jié)構(gòu)由球|，琮2和C2構(gòu)成,這與降壓模式下的對(duì)應(yīng)諧振結(jié)構(gòu)不同。其中|和琮2為變壓器T和T2在低壓側(cè)的勵(lì)磁電感。相對(duì)地，當(dāng)Zw不低于TLm時(shí)，變換器工作在CCM下，具體波形如圖4b所示。同樣的，這種情況下僅存在Au、Bu、Cu三個(gè)運(yùn)行階段。根據(jù)圖4所示，在升壓模式下，同樣實(shí)現(xiàn)了逆變側(cè)全橋開關(guān)管的ZVS以及整流側(cè)開關(guān)管的ZCS,保證了變換器在雙向運(yùn)行的情況的效率。2電壓增益特性相較于傳統(tǒng)LLC拓?fù)?/p>

28、，CDT-LC拓?fù)湟肓溯o助變壓器T?和低壓側(cè)電容C2,雖然增加了拓?fù)涞?d)階段Du(d)階段Du圖5CDT-LC升壓模式等效電路模型Fig.5TheCDT-LCequivalentmodeinstep-upmode復(fù)雜度，但是也改變了原有的諧振結(jié)構(gòu)，從而收獲了更好的增益特性。然而關(guān)于雙變壓器結(jié)構(gòu)的分析，在現(xiàn)有文獻(xiàn)中卻鮮有報(bào)道。因此，基于CDT-LC拓?fù)鋵?duì)其增益特性進(jìn)行詳細(xì)的分析，這對(duì)于變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)具有重要的指導(dǎo)性意義。目前，用于分析變換器增益特性的方法主要為基波等效法(FundamenialHarmonicAnalysis,FHA)和時(shí)域分析法兩種。前者由于僅考慮基波的作用，極大地簡(jiǎn)

29、化了計(jì)算復(fù)雜度，但由于忽視了其他諧波的影響，其準(zhǔn)確度將會(huì)隨著Kw遠(yuǎn)離諧振頻率而急劇下降。與之相對(duì)的，時(shí)域分析法保證了全頻域范圍內(nèi)的計(jì)算精度，但也增加了其推導(dǎo)與計(jì)算的工作量。由于計(jì)算的精度將會(huì)直接影響到參數(shù)的設(shè)計(jì)與后啪誠(chéng)旎膘濾嚓魂癖標(biāo)F理復(fù)雜的運(yùn)算，因此本文采用時(shí)序分析法進(jìn)行分析。2.1斷續(xù)模式以降壓模式為例，當(dāng)變換器工作在DCM時(shí)，根據(jù)圖2a可以看出，其半個(gè)周期可以分為功率傳輸時(shí)段(階段Bl(和Cd)以及無功率傳輸時(shí)段(階段Ad和D。在功率傳輸時(shí)段，根據(jù)基爾霍夫定律可以獲得無源器件的電壓電流表達(dá)式為|fCrlWCrl(/)=iLm2(r)+C*cnG)ICw(/)=ni(/)-n/2(/)+C

30、u(t)hr2Cr21frILmlr2'"LI(0=«Crl(0ImlLmlI小I»lWCr2(0-岸)Jn0.m2(0=一"Crl(0為L(zhǎng)i(t)=-nit(0+'rl-rICr2+(1)一(U-u+inCrl1outm(1)式中，“Crl、Cr2分別為Gl、Cr2的電壓：“ml、"m2和b分別為乙ml、知2和乙上的電流；Sn_H、ou(_L分別為高壓側(cè)輸入電壓和低壓側(cè)輸出電壓；A,nl>Lm2分別定義為ThT2的高壓側(cè)勵(lì)磁電感；小、分別為、T2的電壓比。在無功率傳輸時(shí)間段內(nèi)，由于諧振結(jié)構(gòu)發(fā)生變化,各無源器件的電壓電流表

31、達(dá)式為Cr|«Cr1(0=iiml(f)+/z,ml(0+Gl"Crl(f。)Cr2“Cr2(，)=QzMCr2)(L+L)z；(t)=U-“,.&)+(%+L)i(t)Lm苗坦1/-建機(jī)i儼)命°m2Lm2inCrlni2£m20"r(0=flmlM«0)=O.ml0o)(3)(2) 根據(jù)圖2,正半周期與負(fù)半周期的波形是完全對(duì)稱的，可以獲得對(duì)應(yīng)的邊界條件為«Crl(/0)=-«Crl(/4)wCr2(ZO)=-/Crl(Z4)*褊1«0)=-“ml«4)*Lm2(A)=-也012

32、71;4)、“r(A>)=f4)此外，根據(jù)安秒平衡原理，可得高壓側(cè)輸入電流/'in_H與低壓側(cè)輸出電流Iout_L氣d/=/0Ul-L的關(guān)系為,3/(/)-i«)由=”oui_l(/.r/.ml2fnR1swIeq(4)式中，Rm為等效交流阻抗，它與低壓側(cè)負(fù)我的關(guān)系可以表示為的關(guān)系為,3/(/)-i«)由=”oui_l(/.r/.ml2fnR1swIeq(4)式中，Rm為等效交流阻抗，它與低壓側(cè)負(fù)我的關(guān)系可以表示為"心綜合式(1)式(5),根據(jù)給定的Un_H和人可以計(jì)算得到低壓側(cè)輸出電壓t/oucL，從而獲得相關(guān)的電壓增益。2.2連續(xù)模式同理，當(dāng)變換

33、器工作在CCM,僅存在階段Bd和Gi，均為功率傳輸階段，仍可通過式(1)表示。而無功率傳輸階段僅為Ai，由于此價(jià)段時(shí)間極短，近似認(rèn)為上一階段的連續(xù)過程，可表示為fb-111i(fX.G1MCr1(0=*Lm2(0+Lr4ml(0+CrlMCr|(Zo)22Cr2“CY2(，)=中(0一nLm(?)、C*嚴(yán)(布)口)(0=|“Cr2(。-I+wlIout+I+(f)l政ml/.ml0m2km2(0=wCrl(0輪吉m2/Lm2(4)Li(/)=-nu(/)+2U-u(/)+nU+rir，Cr2inCr，oul.W(，o)(6)對(duì)應(yīng)邊界條件仍可用式(3)表示。但是由于周期變換，需要將結(jié)束時(shí)間”替換

34、為物并且此時(shí)3與DCM中的定義不同,DCM中E啊w)-H，而CCM中/3=1/(2Aw)-/2-Zio最終，綜合式(1)、式(3)式(6)可以計(jì)算出CCM情況下的電壓增益。結(jié)合DCM和CCM所得計(jì)算結(jié)果可以獲得不同負(fù)載情況下全工作頻率范圍內(nèi)的增益曲線如圖6a所示。采用同樣的方法，在升壓模式下，可以計(jì)算出變換器不同工況下的增益曲線，如圖6b所示。在圖6中，橫縱坐標(biāo)分別為標(biāo)準(zhǔn)化的頻率和電壓增益，選取的頻率基值為主諧振頻率(100kHz)和額定工況下的電壓(HVS：400V,LVS：48V)。3.5r0505053.22LLO.0505053.22LLO.CD'LC100%負(fù)栽-CDTLC6

35、0%負(fù)載CDT-LC30%負(fù)栽-*-LLC30%負(fù)載QI1111111|0.81.0標(biāo)準(zhǔn)化頻率灣妃m(a)降壓模式3.03.0y-CDLC100%負(fù)載CDT.LC6O%負(fù)載CDPLC30%負(fù)載1.0標(biāo)準(zhǔn)化頻率(w/m(b)升壓模式-LLC100%負(fù)栽-LLCeO%負(fù)栽LLC30%負(fù)莪°0.81.01.21.4!.(nd)nUJV潮安孚美莖2.0圖6CDT-LC不同負(fù)載卜雙向運(yùn)行增益曲線Fig.6TheCDT-LCgaincurvesunderdifferentloads般5腳院解惜艇腳蜂泌5四1»準(zhǔn)街臂辨膈辯瞥齡冤牌翻

36、冬雄瓣0.651.6的標(biāo)準(zhǔn)化頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)化增益在0.81.2的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。更嚴(yán)重的是，在升壓模式卜.，由于呈現(xiàn)SRC增益特性，LLC僅能實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)化增益1以下的范圍調(diào)節(jié)。因此，與傳統(tǒng)LLC相比，CDT-LC在較窄的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了雙向?qū)挿秶妮敵鲭妷赫{(diào)節(jié)。這增益特性拓寬了變換溶的應(yīng)用范圍，非常適用于家庭儲(chǔ)能等領(lǐng)域。3損耗分析損耗分析在變換器的設(shè)計(jì)過程中發(fā)揮著重要作用，對(duì)于變換器的優(yōu)化方向有著指導(dǎo)性的意義。因此，本節(jié)基于提出的CDT-LC變換器，給出相關(guān)的損耗分析，并給出了關(guān)于SiC與Si器件的損耗對(duì)比。3.1SiC與SiMOSFETs損耗對(duì)比CDT-LC變換器的損耗可具體分為開關(guān)損耗、變壓

37、器損耗、危感電容等無源器件損耗以及PCB損耗四部分。其中開關(guān)損耗為主要損耗，而開關(guān)管的合理選擇可以減小該部分損耗，實(shí)現(xiàn)變換器的效率和性能的提升。因此，本文分別采用SiC與SiMOSFET(Si：IRLI640G；SiC：C3M0065090D)進(jìn)行對(duì)比分析?；?.5kW,降壓模式的額定工況，采用文獻(xiàn)24-25的損耗模型進(jìn)行計(jì)算，得對(duì)應(yīng)損耗分布如圖7所示。圖7中，PSw_HVS和Psw.LVS分別為高壓側(cè)和低壓側(cè)開關(guān)管損耗，Pm為變壓器損耗，P/.和Pc分別為電感和電容損耗，Ppcb為PCB產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗。從圖7中可以看出，與使用SiMOSFETs的情況相比，在高壓側(cè)使用SiC開關(guān)管，很好地減

38、少了1/七J"ra|/笊LVSI/1Psw_HVS圖7SiCSiMOSFETs損耗分布對(duì)比Fig.7LosscomparisonbetweenSiCandSiMOSFETsPsw.HVSo一方而是因?yàn)镾iC器件擁有較小的導(dǎo)通電阻&、(SiC：65mQ,Si：180m。)：另一方面，SiC器件擁有更小的輸出電容Coss<SiC：60pF,Si：400pF),這使得關(guān)斷時(shí)間縮短從而減少了對(duì)應(yīng)關(guān)斷損耗。由于SiC材料的固有特性，其反向恢復(fù)時(shí)間極短，由此產(chǎn)生的反向恢復(fù)損耗可以近似認(rèn)為是0,而Si管產(chǎn)生的這部分損耗則無法忽略。此外，在其他特性參數(shù)如總柵極電荷Qg和柵漏電荷Qgd等

39、方而，SiC與Si管相比也存在些許優(yōu)勢(shì)。因此，采用SiCMOSFETs更有利于變換器的效率的提升。但是，在低壓側(cè)由于電流較大，超出了SiC的承受范圍。因此，僅在高壓側(cè)采用SiC,而在低壓側(cè)仍使用SiMOSFETs°3.2損耗分布與損耗分析基于SiC管的使用與損耗模型計(jì)算，可得在額定2.5kW不同頻率情況下變換器雙向運(yùn)行所產(chǎn)生的損耗分布，CDT-LC在不同頻率下?lián)p耗分布如圖8所示。從圖8中可以看出，開關(guān)管損耗和變壓器損耗為損耗的最主要部分。對(duì)于降壓模式，由于采用了同步整流的控制方法，避免了由體二極管導(dǎo)通所導(dǎo)致的高導(dǎo)通損耗。因此，低壓側(cè)的開關(guān)損耗主要是由于關(guān)斷損耗所導(dǎo)致。而在65kHz的

40、開關(guān)頻率下，降壓模式降壓模式<a)250200150100500(b)升壓模式圖8CDT-LC在不同頻率下?lián)p耗分布Fig.8Thelossdistributionsatdifferentfrequencies由于zcs的實(shí)現(xiàn)，該部分損耗被極大地抑制。然而，這種情況下電流峰值的上升也增加了變壓器損耗，其他損耗則會(huì)隨著頻率以及電流的變化對(duì)應(yīng)上升或下降。另外，由于低壓側(cè)電流較大以及高頻情況下趨膚效應(yīng)影響，Ppcb不能被忽視。對(duì)于升壓模式，為了獲得穩(wěn)定的400V輸出電壓,對(duì)應(yīng)于不同的低壓電壓情況下，需要對(duì)應(yīng)調(diào)節(jié)開關(guān)頻率。而低壓側(cè)電流隨頻率的上升而下降。因此，在較低頻率的情況下，會(huì)使導(dǎo)通損耗些許升

41、高，相對(duì)地，由于頻率的降低，磁件損耗會(huì)對(duì)應(yīng)減小。因此，從整體上看，75kHz與100kHz的總損耗區(qū)別不大。而在135kHz,總損耗急劇升高，這是由于較大電流導(dǎo)致的關(guān)斷損耗，同時(shí)頻率的升高使得磁件損耗也對(duì)應(yīng)增加。因此，這種情況下的效率僅為90%左右，這也是未來需要攻克的難題和改善的環(huán)節(jié)。4實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證為了驗(yàn)證拓?fù)涞男阅芘c理論分析的正確性，本文搭建了一臺(tái)額定功率2.5kW的樣機(jī)并進(jìn)行了對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。樣機(jī)所采用的主要諧振元件與變壓器參數(shù)見表1。表1元件參數(shù)列表Tab.lListofcomponents'parameters變壓器T,勵(lì)破電感婦外H291變壓器T：勵(lì)破電感676變壓器匝比巾6：

42、1變壓器T?匝比"224:諧振電感/./pH31諧振電容Gi/nF116諧振電容4.5變壓器T,勵(lì)破電感婦外H291變壓器T：勵(lì)破電感676變壓器匝比巾6：1變壓器T?匝比"224:諧振電感/./pH31諧振電容Gi/nF116諧振電容4.5參數(shù)數(shù)值4.1降壓實(shí)驗(yàn)降壓模式的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。其中，圖9a對(duì)應(yīng)開關(guān)頻率為65kHz工作頻率，變換器工作在DCM,圖9b和圖9c對(duì)應(yīng)100kHz和130kHz的工作波形。此外，為Si的門極信號(hào)，知和vS5為開關(guān)管£和Ss的漏-源極電壓：姑定義為主變壓器T(的高壓側(cè)電流。高壓側(cè)輸入直流電壓為400Vo果一致。對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)效率曲

43、線和理論計(jì)算效率的結(jié)果如圖10所示。其中計(jì)算與實(shí)驗(yàn)的結(jié)果存在差異，這主要是由于實(shí)驗(yàn)中存在一些振蕩和部分被忽略的寄生參數(shù)所導(dǎo)致的，但差異在誤差范圍內(nèi)，可以接受，證明了損耗分析的正確性。92111III9111165100130開關(guān)頻率?kHz圖10CDT-LC降壓模式效率曲線Fig.10TheCDT-LCefficiencycurvesofsiep-downmode4.2升壓實(shí)驗(yàn)(a)圖9CDT-LC降壓模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9TheCDT-LCexperimentalresultsofstep-downmode圖9中，在65kHz的情況下，CDT-LC變換器工作在DCM。此時(shí)，根據(jù)四5可以觀測(cè)到

44、輸出電壓為59.1V。相對(duì)地，在100kHz和130kHz情況下，變換器工作在CCM并且對(duì)應(yīng)的輸出電壓為47.6V和38V。這些實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了理論計(jì)算的準(zhǔn)確性。此外，根據(jù)局部放大圖中的虛線框內(nèi)的波形顯示，在三種情況下均實(shí)現(xiàn)了ZVS,這也與理論分析的結(jié)(b)5kHz圖11CDT-LC升壓模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11TheCDT-LCexperimentalresultsofstep-upmode(c)升壓模式的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示。晚為S5的開關(guān)管電壓。為了實(shí)現(xiàn)高壓側(cè)輸出電壓400V穩(wěn)定，在75kHz,低壓輸入電壓為43.8V,100kHz為50.IV,135kHz為58.9V。根據(jù)結(jié)果可以看出，圖

45、Ila、圖11b中變換器工作在DCM,而其他情況工作在CCM。對(duì)應(yīng)的輸出電壓結(jié)果為：75kHz輸出393V,100kHz輸出398V,135kHz輸出394Vo可以看出結(jié)果均在400V的2%誤差范圍內(nèi)，此增益特性與理論分析的致。同時(shí)，三種情況下低壓側(cè)開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS,相關(guān)效率曲線如圖12所示。圖12CDT-LC降壓模式效率曲線Fig.12TheCDT-LCefficiencycurvesofstep-downmode5結(jié)論本文提出了一種新型CDT-LC型多諧振軟開關(guān)雙向直流變換器。與傳統(tǒng)LLC拓?fù)湎啾?，具有軟開關(guān)特性高效的優(yōu)點(diǎn)并獲得更好的增益特性?？梢酝ㄟ^改變頻率在較窄的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)較寬的電

46、壓范圍輸出。此外，本文還對(duì)電路的工作模態(tài)、增益特性以及損耗分布情況進(jìn)行了詳細(xì)分析計(jì)算，以進(jìn)一步提高變換器的性能。最后，對(duì)一臺(tái)額定功率2.5kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。2.5kW條件下，在65130kHz的頻率范圍內(nèi)仍然可以實(shí)現(xiàn)標(biāo)準(zhǔn)電壓增益在0.81.25的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。同時(shí)，變換器仍然能維持較高的效率，額定負(fù)載降壓最高96.5%,升壓最高96%,全負(fù)載范圍內(nèi)最高97%o寬增益范圍調(diào)節(jié)和高效的特性使變換器可以適用于多種應(yīng)用場(chǎng)合，特別是家庭儲(chǔ)能的應(yīng)用領(lǐng)域。參考文獻(xiàn)1P6rcz-0rtizM,Jiinncz-FcrndndezS,Guti&rczP,ctal.AreviewofclassificationproblemsandalgorithmsinrenewableenergyapplicationsJJ.Energies,2016.9(8):607.2HuangAQ,CrowML.HeydtGT,etal.Thefuturerenewableelectricenergydeliveryandmanagement(FREEDM)system:th