同步整流技術(shù)培訓(xùn)

ByDQATerryWang2010-02-01Agenda目錄一、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問題開關(guān)電源損耗主要來源在低壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（FRD）或超快恢復(fù)二極管（UFRD）可達(dá)1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會(huì)產(chǎn)生大約0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大，電源效率降低。功率開關(guān)管高頻變壓器輸出端整流管SBD(UF=0.4V)Uo(V)53.30.8PF/Po=UF/Uo(%)81250功率MOSFET（UF=0.1)Uo(V)3.31.81.5PF/Po=UF/Uo(%)35.556.66公式推導(dǎo):忽略輸出整流電路的開關(guān)損耗時(shí),則PF/PO=UFIF/UOIO.

其中PF與PO分別為SBD的功耗及DC/DCPWM轉(zhuǎn)換的輸出功率.對(duì)于某些整流電路,如中點(diǎn)抽頭全波整流電路,有IF=IO則有PF/Po=UF/Uo.即UF/Uo反映了功率比PF/Po的大小.典型MOS管與SBD導(dǎo)通壓降比較同步整流技術(shù)概念同步整流管體內(nèi)也有寄生二極管,其反向恢復(fù)電流引起的開關(guān)損耗

取決于當(dāng)AK間電壓變負(fù)向的時(shí)候運(yùn)載電流大小,功率MOS管屬于壓控型器件,在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。作整流器用的功率MOS管,要完成整流功能,柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步，即具有同步整流特性同步整流技術(shù)特點(diǎn)2.高效整流特性1.同步整流特性三、同步整流的基本原理左圖1為常用SR電路,其中VM1、VM2為功率MOS管.VD1、VD2為SBD.VM1、VD1組成SR1整流管;VM2、VD2組成SR2續(xù)流管.工作過程如下:當(dāng)主開關(guān)管VM關(guān)斷時(shí),驅(qū)動(dòng)1和2給出信號(hào),使VM2導(dǎo)通,VM1關(guān)斷,VM2起續(xù)流作用:當(dāng)VM導(dǎo)通時(shí),VM2關(guān)斷,VM1開通,VM1起整流的作用.由于驅(qū)動(dòng)信號(hào)傳遞和VM1、VM2柵極電壓達(dá)到閾值電壓Uth需要一定時(shí)間(死區(qū)時(shí)間),該時(shí)間內(nèi)VM1和VM2尚未開通,則VD1和VD2分別導(dǎo)通或共同導(dǎo)通,以便提供電流通路基本原理根據(jù)SR工作原理,同步整流網(wǎng)絡(luò)的功率損耗主要包括:①VD1和VD2的導(dǎo)通損耗;②VD1和VD2的反向恢復(fù)損耗;③VM1和VM2的導(dǎo)通損耗;④VM1和VM2的驅(qū)動(dòng)損耗當(dāng)開關(guān)頻率>1MHz時(shí),VM1和VM2的柵極驅(qū)動(dòng)損耗占整流網(wǎng)絡(luò)總損耗的主要部分;而開關(guān)頻率<1MHz時(shí),VM1和VM2的導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位。低頻情況下,應(yīng)盡量減小VD1和VD2的導(dǎo)通時(shí)間,或消除VD1和VD2的導(dǎo)通,則電源效率會(huì)顯著提高.而達(dá)到這一目的,關(guān)鍵是優(yōu)化VM1和VM2的驅(qū)動(dòng)波形,使其接近于方波,能快速地導(dǎo)通或關(guān)斷VM1和VM2.VM1和VM2理想驅(qū)動(dòng)波形如左圖2.其中Uth1和Uth2分別為VM1和VM2的閾值電壓(一般nchannelMOS管的為0.6V~1.4V).四、同步整流的類別和說明根據(jù)功率MOS2SR驅(qū)動(dòng)形式的不同,得到如下同步整流器的分類圖。它激式自激式交叉式感應(yīng)式正激有源鉗位式正激諧振復(fù)位式正激多諧振式電流感應(yīng)式電壓感應(yīng)式√√交叉式同步整流器(CrossSR)定義:交叉式SR因?yàn)镾R1、SR2的柵極和漏極通過主變壓器交叉聯(lián)接而得名.其特點(diǎn):

SR管的驅(qū)動(dòng)網(wǎng)絡(luò)簡(jiǎn)單,利用主變壓器次級(jí)的電壓來實(shí)現(xiàn)SR管的開通與關(guān)斷,無需附加驅(qū)動(dòng)器和附加變壓器。三種SR拓?fù)洌焊鶕?jù)變壓器的去磁復(fù)位方式有:①正激諧振復(fù)位式(FRR);②正激有源鉗位復(fù)位式(FACL);③正激多諧振復(fù)位式(FMRC).圖5a利用主變壓器的諧振復(fù)位原理:當(dāng)開關(guān)頻率超過一定范圍(如500kHz),通過適當(dāng)調(diào)整主變壓器的勵(lì)磁電感Lm,則Lm與開關(guān)管的寄生參數(shù)(如:輸出電容Co)諧振的同時(shí),使主變壓器磁通復(fù)位.主變壓器的復(fù)位時(shí)間Treset和諧振峰值Um受開關(guān)器件的寄生參數(shù)Co的影響,對(duì)策是在SR1管漏源極間并聯(lián)一個(gè)合適的電容,以便適當(dāng)降低諧振頻率,使Um減小,Treset增大。C1的最優(yōu)值是使Usec在主開關(guān)VMm開通時(shí)刻恰好回到零圖5cSR管的驅(qū)動(dòng)是諧振方式,其特點(diǎn):①驅(qū)動(dòng)損耗小(較適用于1MHz以上的變換器);②變換器效率低(其驅(qū)動(dòng)波形與理想波形相差較大,肖管導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)(約為20%TS);③電壓應(yīng)力大,在500kHz以下無優(yōu)勢(shì)可言;④只能采用調(diào)頻控制。四、同步整流的類別和說明感應(yīng)式同步整流器(SensingSR)背景:

CrossSR的工作原理是利用主變壓器次級(jí)電壓Usec驅(qū)動(dòng)SR管工作的,因而CrossSR的性能受Usec制約,可歸納為:①Usec峰值應(yīng)滿足SR管的安全范圍,Uth<Usec<UGS(break).②CrossSR不能消除SBD的導(dǎo)通.即便是SR管驅(qū)動(dòng)波形最好的FACLSR,肖特基二極管亦會(huì)導(dǎo)通,因其驅(qū)動(dòng)波形不是方波.③當(dāng)變換器是電流型輸入、容性負(fù)載時(shí),SR管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)不便從主變壓器次級(jí)取出.因Usec的值主要由整流環(huán)節(jié)的狀態(tài)決定.④Cross2SR在非隔離式變換器中不適用.VS2SR基本單元的工作原理:比較器1和比較器2的輸出脈沖送到鑒相器3,若1的脈沖沿領(lǐng)先于2的脈沖沿,表明MOS管開通太早,此時(shí)3的D端輸出,定時(shí)器4的輸入電容Cin放電,則4的延時(shí)增長(zhǎng),以消除1對(duì)2的領(lǐng)先;若2的脈沖沿領(lǐng)先于1的脈沖沿,表明MOS管開通被延遲,此時(shí)3的U端輸出,Cin充電,則4的延時(shí)縮短,以消除2對(duì)1的領(lǐng)先.經(jīng)過上述的自動(dòng)時(shí)延調(diào)整,就能實(shí)現(xiàn)“過零工作條件”,消除肖特基管的導(dǎo)通和反向恢復(fù).目前該模塊已芯片化.四、同步整流的類別和說明電壓感應(yīng)式同步整流器(VSSR)源于電流感應(yīng)式同步整流器(CSSR).所謂CSSR是指SR管的驅(qū)動(dòng)環(huán)節(jié)利用功率MOS整流管自身的電流狀態(tài)來決定是否給出驅(qū)動(dòng)信號(hào),其原理如圖6所示.CR2SR適用于電流型輸入容性負(fù)載的開關(guān)變換器。16.5W同步整流式DC／DC電源變換器的設(shè)計(jì)如下電路是一種正激/隔離式16.5WDC／DC電源變換器,其方案采用DPA－Switch

:DPA424R,DCIN36～75V,輸出為3.3V/5A,輸出功率為16.5W.采用400kHz同步整流技術(shù),顯著降低了整流器的損耗.當(dāng)VIN為48V時(shí),電源效率η=87％.該變換器具有完善的保護(hù)功能:包括過電壓／欠電壓保護(hù),輸出過載保護(hù),開環(huán)故障檢測(cè),過熱保護(hù),自動(dòng)重啟動(dòng)功能、能限制峰值電流和峰值電壓以避免輸出過沖與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比,可簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì):由C1、L1和C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾（EMI）濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。R1用來設(shè)定欠電壓值（UUV）及過電壓值（UOV）,取R1=619kΩ時(shí),UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V,UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V.當(dāng)輸入電壓過高時(shí)R1還能線性地減小最大占空比,防止磁飽和R3為極限電流設(shè)定電阻,取R3=11.1kΩ時(shí),所設(shè)定的漏極極限電流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A.電路中的穩(wěn)壓管VDZ1（SMBJ150）對(duì)漏極電壓起箝位作用,能確保高頻變壓器磁復(fù)位該電源采用漏－源通態(tài)電阻極低的SI4800型功率管做整流管,其UDS(max)=30V,

UGS(max)=±20V,Idmax=9A（25℃）或7A（70℃）,峰值漏極電流可達(dá)40A,最大功耗為2.5W(25℃)或1.6W(70℃).SI4800的導(dǎo)通時(shí)間tON=13ns(包含導(dǎo)通延遲時(shí)間td(ON)=6ns,上升時(shí)間tR=7ns)關(guān)斷時(shí)間tOFF=34ns(包含關(guān)斷延遲時(shí)間td(OFF)=23ns,下降時(shí)間tF=11ns),跨導(dǎo)gFS=19S.工作溫度范圍是－55～＋150℃.SI4800內(nèi)部有一只續(xù)流二極管VD，反極性地并聯(lián)在漏－源極之間（負(fù)極接D,正極接S）,能對(duì)MOS功率管起到保護(hù)作用.VD的反向恢復(fù)時(shí)間trr=25ns。五、典型電路實(shí)例分析功率MOS管與雙極型晶體管不同,其柵極電容CGS較大,在導(dǎo)通之前首先要對(duì)CGS進(jìn)行充電,僅當(dāng)CGS上的電壓超過柵－源開啟電壓〔UGS(th)〕時(shí),MOS管才開始導(dǎo)通.對(duì)SI4800而言,UGS(th)≥0.8V.為了保證MOS管導(dǎo)通,用來對(duì)CGS充電的UGS要比額定值高一些.而且等效柵極電容也比CGS高出許多倍。SI4800的柵－源電壓（UGS）與總柵極電荷（QG）的關(guān)系曲線如圖7所示.由圖7可知QG=QGS＋QGD＋QOD（1）式中：QGS為柵－源極電荷；QGD為柵－漏極電荷，亦稱米勒（Miller）電容上的電荷；QOD為米勒電容充滿后的過充電荷。當(dāng)UGS=5V時(shí),QGS=2.7nC,QGD=5nC,QOD=4.1nC,代入式（1）中,總柵極電荷QG=11.8nC.等效柵極電容CEI等于總柵極電荷除以柵－源電壓,即CEI=QG／UGS（2）將QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中,可計(jì)算出等效柵極電容CEI=2.36nF.需要指出，等效柵極電容遠(yuǎn)大于實(shí)際的柵極電容（即CEI>>CGS）,因此,應(yīng)按CEI來計(jì)算在規(guī)定時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通所需要的柵極峰值驅(qū)動(dòng)電流IG（PK）.IG（PK）等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間.即IG=QG／tON（3）將QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可計(jì)算出導(dǎo)通時(shí)所需的IG(PK)=0.91A。同步整流管V2由次級(jí)電壓來驅(qū)動(dòng)，R2為V2的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管V1直接由高頻變壓器的復(fù)位電壓來驅(qū)動(dòng)，并且僅在V2截止時(shí)V1才工作。當(dāng)肖特基二極管VD2截止時(shí)，有一部分能量存儲(chǔ)在共模扼流圈L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時(shí)，VD2續(xù)流導(dǎo)通，L2中的電能就通過VD2繼續(xù)給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過VD1和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。C5為控制端的旁路電容。上電啟動(dòng)和自動(dòng)重啟動(dòng)的時(shí)間由C6決定。輸出電壓經(jīng)過R10和R11分壓后，與可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器LM431中的2.50V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。R7、VD3和C3構(gòu)成軟啟動(dòng)電路，可避免在剛接通電源時(shí)輸出電壓發(fā)生過沖現(xiàn)象。剛上電時(shí)，由于C3兩端的電壓不能突變，使得LM431不工作。隨著整流濾波器輸出電壓的升高并通過R7給C3充電，C3上的電壓不斷升高，LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動(dòng)過程中，輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到3.3V的穩(wěn)定值。五、典型電路實(shí)例分析六、同步整流的功率MOSFET最新進(jìn)展同步整流驅(qū)動(dòng)器SP6019是一顆智能型的控制IC，其能夠模擬整流管的開關(guān)時(shí)序，在搭配SRMosfet(低導(dǎo)通電阻)以節(jié)省在整流回路上的損耗。SP6019的同步信號(hào)是抓取SRMosfet上的泄極到源極的電壓信號(hào)(Vds)，再透過內(nèi)部的dV/dt的負(fù)緣判斷電路來啟動(dòng)SP6019的動(dòng)作開啟點(diǎn)，這樣的判斷方式可以容易的讓SP6019使用于不連續(xù)的工作模式(DCMmode)。SP6019內(nèi)部有預(yù)測(cè)式控制判斷電路，可以讓SP6019輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)于二次測(cè)的續(xù)電流結(jié)束前提前截止。還可利用外接電容可以調(diào)整提前截止的時(shí)間(死區(qū)時(shí)間deadtime)以避免SRMosfet交越。2.同步驅(qū)動(dòng)工作原理七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設(shè)計(jì)分析設(shè)計(jì)原理圖七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設(shè)計(jì)分析3.1輸入電壓與輸入電壓拴鎖：若SP6019Pin7Vdd串接5.1R其工作電壓可工作10.5~16V間，最大的靜態(tài)輸入電壓為17V；建議在輸入電壓端點(diǎn)對(duì)地并接電容10uf，當(dāng)SRMosfet越多時(shí)所需的外掛電容值越大.輸入電壓拴鎖為拴鎖啟動(dòng)電壓,約為10.5V左右。3.2同步信號(hào)的抓?。篠P6019是抓取SRMosfet上的泄極到源極的電壓信號(hào)(Vds)，且PIN8SYNC內(nèi)部箝制電壓約為5V、所以我們利用兩個(gè)電阻來線性分壓取得同步信號(hào)。3.3負(fù)緣判斷控制說明：SP6019內(nèi)部有兩的電壓比較器3.9V與0.9V，當(dāng)SRMosfetVds在負(fù)緣時(shí)SP6019會(huì)計(jì)算通過3.9V到0.9V的時(shí)間、如果計(jì)算的時(shí)間在所定的RT時(shí)間內(nèi)就觸發(fā)SP6019PIN6MOSG-C。這樣的控制法可以避免在無次極側(cè)續(xù)流電流時(shí)誤觸發(fā)。圖四：3.4預(yù)測(cè)式控制說明：在SP6019內(nèi)部的預(yù)測(cè)式控制電路，會(huì)計(jì)算周期啟動(dòng)時(shí)間以步階的方式調(diào)整啟動(dòng)時(shí)間。且預(yù)設(shè)波形與真實(shí)的SRMosfetVds做比較以避免有交越的動(dòng)作.可利用PIN2Pred外加電容對(duì)地來增加死區(qū)時(shí)間deadtime.圖五5.5動(dòng)態(tài)調(diào)整控制說明：在SP6019內(nèi)部的動(dòng)態(tài)調(diào)整控制電路，會(huì)計(jì)算每周期啟動(dòng)時(shí)間地變化;當(dāng)下一周期PWMon_time；T2-T1>600ns時(shí)，SP6019會(huì)立刻的將PIN6輸出工作縮減至1us，以保護(hù)SRMosfet不會(huì)交越動(dòng)作。圖六：3.工作說明七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設(shè)計(jì)分析續(xù)流管Q13Vgs和Id波形整流管Q12Vgs和Id波形死區(qū)時(shí)間1.46us死區(qū)時(shí)間5.38us改變C601容值560/50V151/50V4.死區(qū)時(shí)間及雙管導(dǎo)通分析七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設(shè)計(jì)分析Q13Vds和IdQ12Vgs和IdQ13Vgs和IdQ12Vgs和Id七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流設(shè)計(jì)分析預(yù)置同步信號(hào)抓取八、同步整流典型案例分享案例背景主板通電后Q1A06601炸機(jī)頻繁發(fā)生(右圖),立案分析如下:分析過程1.首先量測(cè)AO6601pin1(lowsidegate)以及pin3(highsidegate)waveform-

右圖Ch1黃色的部份是highside,Ch2藍(lán)色的部份是lowside,ch3是Vin的部份(紫色)分析:可以看到不管是highside或是lowside皆有induce電壓堆疊的作用當(dāng)highside及l(fā)owside關(guān)掉的時(shí)候。

Highside彈起約1.8V但在lowside彈起的同時(shí)(lowsid