電流反饋運(yùn)放大器

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問：與普通運(yùn)放相比，我不太明白電流反饋運(yùn)放如何工作?我聽說電流反饋運(yùn)放帶寬恒定，不隨增益變化而改變，那是怎么實(shí)現(xiàn)的?它與互阻放大器是否一樣?答：在考察電路之前，我們先給電壓反饋運(yùn)放(VFA)、電流反饋運(yùn)放(CFA)和互阻放大器這三個(gè)概念下定義。顧名思義，電壓反饋是指一種誤差信號(hào)為電壓形式的閉環(huán)結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)運(yùn)放都用電壓反饋，即它們的輸入對(duì)電壓變化有響應(yīng)，從而產(chǎn)生一個(gè)相應(yīng)的輸出電壓。電流反饋是指用作反饋的誤差信號(hào)為電流形式的閉環(huán)結(jié)構(gòu)。CFA其中一個(gè)輸入端對(duì)誤差電流有響應(yīng)，而不是對(duì)誤差電壓有響應(yīng)，最后產(chǎn)生相應(yīng)的輸出電壓。應(yīng)該注意的是兩種運(yùn)放的開環(huán)結(jié)構(gòu)具有相同的閉環(huán)結(jié)果：差動(dòng)輸入電壓為0，輸入電流為0。理想的電壓反饋運(yùn)放有兩個(gè)高阻抗輸入端，從而使輸入電流為0，用電壓反饋來保持輸入電壓為0。相反，CFA有一個(gè)低阻抗輸入端，從而使輸入電壓為0，用電流反饋來保持輸入電流為0。互阻放大器的傳遞函數(shù)表示為輸出電壓對(duì)輸入電流之比，從而表明開環(huán)增益Vo/Iin用歐姆(Ω)表示。因此，CFA可稱作互阻放大器。有趣的是，利用VFA閉環(huán)結(jié)構(gòu)也可構(gòu)成互阻特性，只要用電流(如來自光電二極管的電流)驅(qū)動(dòng)低阻求和節(jié)點(diǎn)，就可產(chǎn)生一個(gè)電壓輸出，其輸出電壓等于輸入電流與反饋電阻的乘積。更有趣的是，既然理想情況下，任何一個(gè)運(yùn)放應(yīng)用電路都可以用電壓反饋或電流反饋來實(shí)現(xiàn)，那么用電流反饋也能實(shí)現(xiàn)上面的IV變換。所以在用互阻放大器這一概念時(shí)，要理解電流反饋運(yùn)放與普通運(yùn)放閉環(huán)IV變換電路之間的差別，因?yàn)楹笳咭部杀憩F(xiàn)出類似的互阻特性先看VFA的簡(jiǎn)化模型(見圖1)，同相增益放大器電路以開環(huán)增益A(s)放大同相放大原理圖

波特圖圖1

VFA的簡(jiǎn)化模型差模電壓(VIN+-VIN-)，通過RF和RG構(gòu)成的分壓電路把輸出電壓的一部分反饋到反相輸入端。為推導(dǎo)出該電路的閉環(huán)傳遞函數(shù)VO/VIN+，假設(shè)流入運(yùn)放輸入端的電流為0(輸入阻抗無窮大)；兩個(gè)輸入端民位近似相等(接成負(fù)反饋且開環(huán)增益很高)。這樣可得：

VO=(VIN+-VIN-)A(s)，

VIN-=RGRG+RFVO

代入并整理得

VOVIN+=(1+RFRG)1

1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG

閉環(huán)帶寬是指環(huán)路增益(LG)下降到1(0dB)時(shí)的頻率。1+RF/RG這項(xiàng)稱為電路的噪聲增益

；對(duì)同相放大電路，它也是信號(hào)增益。從波特圖上可以發(fā)現(xiàn)，電路的閉環(huán)帶寬為開環(huán)增益A(

s)與噪聲增益NG的交點(diǎn)。噪聲增益增高使環(huán)路增益降低，從而使閉環(huán)帶寬減小。如果A(s)

以20dB/10倍頻程下降，那么放大器的增益帶寬積就為常數(shù)，即閉環(huán)增益每增加20dB，相應(yīng)

地閉環(huán)帶寬降低10倍頻。

現(xiàn)在考慮CFA的簡(jiǎn)化模型，如圖2所示。同相輸入端是單位增益緩沖器的高阻輸入端，反相輸入端是單位增益緩沖器的低阻輸出端。緩沖器允許誤差電流流入或流出反相輸入端，且單位增益使反相輸入跟隨同相輸入。誤差電流反映高阻節(jié)點(diǎn)，將誤差電流轉(zhuǎn)換成電壓，經(jīng)緩沖后輸出。高阻節(jié)點(diǎn)阻抗Z(s)與頻率相關(guān)，它與VFA的開環(huán)增益類似，直流值很高，并以20dB/10倍頻程下降。

同相放大原理圖波特圖

圖2CFA的簡(jiǎn)化模型

當(dāng)緩沖器保持VIN+=VIN-時(shí)，通過對(duì)VIN-節(jié)點(diǎn)處的電流求和可得到閉環(huán)

傳遞函數(shù)。假設(shè)緩沖器輸出電阻為0，即RO=0，

VO-VIN-RF

+-VIN-RG+IERR=0且IERR=VOZ(s

)

代入求解得：

VOVIN+=(1+RFRG)1

1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG

雖然CFA閉環(huán)傳遞函數(shù)與V

FA一樣，但CFA環(huán)路增益(1/LG)僅取決于反饋電阻RF，而不是(1+RF/RG)，這樣CFA的

閉

環(huán)帶寬將隨RF的阻值改變而改變，而不是隨噪聲增益(1+RF/RG)的變化而變化。從波特圖上可以看出，RF與Z(s)的交點(diǎn)決定環(huán)路增益大小，由此決定電路的閉環(huán)帶寬fCL。很顯然，CFA的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是增益帶寬積不為常數(shù)。實(shí)際上，CFA的輸入緩沖器的輸出電阻RO并不是理想的，一般為20至40Ω。這個(gè)電阻的存改變了反饋電阻的大小。兩個(gè)輸入端電壓不完全相等，把VIN-=VIN+-IERRRO代入前面式子。求解VO/VIN+得

VOVIN+=(1+RFRG)1

1+1/LG，

其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)

反饋電阻中的附加項(xiàng)意味著環(huán)路增益實(shí)際在一定程度上依賴于電路的閉環(huán)增益。當(dāng)閉環(huán)增益較低時(shí)，RF起主要作用；當(dāng)閉環(huán)增益較高時(shí)，第二項(xiàng)RO(1+RF/RG)增加，環(huán)路增益降低，由此閉環(huán)帶寬減小。

應(yīng)該說清楚的是，如果RG斷開，輸出端短接到反相輸入端(像電壓跟隨器那樣)，會(huì)使環(huán)路

增益非常大。對(duì)VFA而言，如果把整個(gè)輸出電壓都反饋回輸入端，會(huì)使反饋達(dá)到最大。而電流反饋的最大值受短路電流的限制。反饋電阻越小，反饋電流越大。從圖2可以看出，當(dāng)RF=

0時(shí)，Z(s)與反饋電阻交點(diǎn)的頻率很高，在高階極點(diǎn)區(qū)域內(nèi)。對(duì)于CFA來說，Z(s)的高階極點(diǎn)

會(huì)造成高頻相移增大，當(dāng)相移大于180°時(shí)，導(dǎo)致電阻不穩(wěn)定。因?yàn)镽F的最佳值隨閉環(huán)增

益改變而改變，所以在確定不同增益情況下的帶寬和相位裕度時(shí)，波特圖很有用。減少相位

裕度，增大閉環(huán)帶寬，但這會(huì)在該頻域內(nèi)出現(xiàn)尖峰，在時(shí)域內(nèi)出現(xiàn)過沖與阻尼振蕩。電流饋

器件的產(chǎn)品說明上會(huì)給出不同增益時(shí)RF的最佳值。

CFA具有優(yōu)異的壓擺率特性。盡管設(shè)計(jì)出高壓擺率的VFA是可能的，但從內(nèi)在固有特性來說，

CFA的壓擺率更快。傳統(tǒng)的VFA，在輕負(fù)載時(shí)，壓擺率受到內(nèi)部被償電容的充放電電流的限制

。在輸入大瞬態(tài)信號(hào)時(shí)，使輸入級(jí)飽和，僅其長(zhǎng)尾電路電流對(duì)補(bǔ)償節(jié)點(diǎn)進(jìn)行充電或放電。對(duì)

CFA，低輸入阻抗允許大瞬態(tài)電流按需要流入放大器，內(nèi)部電流鏡把此輸入電流傳輸?shù)窖a(bǔ)償

節(jié)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)快速充放電。理論上它和輸入階躍信號(hào)的大小成比例。壓擺率增高使上升時(shí)間變

快，壓擺率引起的失真和線性誤差減小，大信號(hào)頻率響應(yīng)變寬。實(shí)際上，壓擺率受電流鏡飽

和電流(10~15mA)的限制，以及輸入和輸出緩沖器壓擺率的限制。

問：CFA的直流精度怎樣?

答：正像使用VFA一樣，CFA的直流增益精度可以從它的傳遞函數(shù)算出，基本上

是其內(nèi)部互阻抗與反饋電阻之比。典型情況下，內(nèi)部互阻抗為1MΩ，反饋電阻為1kΩ，RO

為40Ω，那么單位增益的增益誤差約01%。增益較高時(shí)，增益誤差顯著增大。CFA很少用于

高增益場(chǎng)合，尤其是當(dāng)要求增益絕對(duì)準(zhǔn)確時(shí)。

在許多應(yīng)用中，建立時(shí)間仍然比增益精度重要。盡管CFA具有很快的上升時(shí)間，但由于建立

時(shí)間的熱拖尾現(xiàn)象(thermalsettlingtails)是一種影響建立時(shí)間精度的主要因素，所以許多CFA產(chǎn)品說明僅給出達(dá)到01%精度的建立時(shí)間?，F(xiàn)在考慮圖3所示互補(bǔ)輸入緩沖VIN+

端與VIN-端之間的失調(diào)電壓為Q1的VBE電壓和Q3的VBE電壓之差。當(dāng)輸入為0時(shí)，兩個(gè)VBE電壓應(yīng)當(dāng)匹配，VIN+與VIN-之間的失調(diào)很小。給VIN+加一個(gè)正向階躍輸入信號(hào)，這會(huì)降低Q3上的VBE電壓，減少其功耗，從而增大Q3的VBE值。連接成二極管形式的Q1上電壓VCE沒有變化，因此其VBE也不變。兩個(gè)輸入端具有不同的失調(diào)電壓，那么會(huì)降低其精度。電流鏡電路中存在同樣的問題，高阻節(jié)點(diǎn)一個(gè)輸入階躍變化將改變Q6的VCE值，從而改變Q6的VBE值，但Q5的VBE不變，VBE的變化將造成反饋回VIN-的誤差電流，由于誤差電流乘以RF將產(chǎn)生輸出失調(diào)電壓。外，各晶體管的功耗僅在一個(gè)小區(qū)域中，由于區(qū)域太小，以致器件之間達(dá)不到熱耦合。在應(yīng)用中，運(yùn)用反相放大器結(jié)構(gòu)，能消除共模輸入電壓，從而可降低輸入級(jí)的熱誤差。

圖3CFA的輸入級(jí)和電流鏡電路

問：在什么情況下，熱托尾現(xiàn)象會(huì)成為一個(gè)問題?

答：熱拖尾現(xiàn)象與信號(hào)的頻率和波形有關(guān)。熱拖尾不會(huì)立刻出現(xiàn)，(由工藝決

定的)晶體管的溫度系數(shù)將會(huì)決定溫度改變、參數(shù)改變及恢復(fù)所需要的時(shí)間。ADI公司用高速

互補(bǔ)雙極型工藝(CB工藝)制造的運(yùn)放，在高于幾千赫的輸入頻率時(shí)并不出現(xiàn)明顯的熱

拖尾現(xiàn)象，因?yàn)檩斎胄盘?hào)變化得太快。通信系統(tǒng)一般比較關(guān)心頻譜特性，所以熱拖尾可能引

入的附加增益誤差并不重要。階梯波，如圖象應(yīng)用場(chǎng)合中用的階梯波，在直流電平改變時(shí)，

會(huì)受到熱拖尾現(xiàn)象的不利影響，對(duì)于這些應(yīng)用，CFA不能提供足夠的建立時(shí)間精度。問：現(xiàn)在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一個(gè)電路中如何使用它。CFA的反相輸入端輸入阻抗低是否意味著我不能使用反向放大?

答：請(qǐng)記住CFA的反向放大方式能夠工作，因?yàn)槠浞聪蜉斎攵耸堑妥杩构?jié)點(diǎn)。VF

A的求和節(jié)點(diǎn)是在反饋

環(huán)路建立后，由低輸入阻抗表征。事實(shí)上，因?yàn)镃FA固有的低輸入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好，能保持求和節(jié)點(diǎn)處于“接地”狀態(tài)，而且在反饋環(huán)建立前就具有這樣的特性。在高速應(yīng)用中VFA求和節(jié)點(diǎn)處會(huì)出現(xiàn)電壓尖峰，而CFA電路不會(huì)有電壓尖峰出現(xiàn)。你還可以記得CFA反向工作方式具有的優(yōu)點(diǎn)，包括使輸入壓擺率達(dá)到最大和減小由于熱拖尾引起的建立時(shí)間誤差。問：這就意味著我能用一個(gè)CFA構(gòu)成一個(gè)電流電壓(IV)轉(zhuǎn)換器，對(duì)嗎?

答：對(duì)。CFA可以構(gòu)成IV轉(zhuǎn)換器，但有一些限制因素：CFA的帶寬直接隨反饋電阻的變化而改變，反向輸入的電流噪聲會(huì)變得很高。在放大小電流時(shí)，因?yàn)樾盘?hào)增益隨電阻線性增大，而電阻噪聲按R增加，所以反饋電阻越大，意味著信噪(電阻噪聲)比越高。反饋電阻增大一倍，信號(hào)增益增大一倍，而電阻噪聲僅增加到14倍。不幸的是，對(duì)CFA來說，噪聲的作用加倍，信號(hào)帶寬減半。因此，CFA電流噪聲大阻礙了它在許多光電二級(jí)管電路中的使用。在噪聲要求不很嚴(yán)格時(shí)，根據(jù)帶寬要求選擇一個(gè)適當(dāng)反饋電阻，用另一級(jí)增加增益。

問：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會(huì)不會(huì)在使用它時(shí)會(huì)受到限制?

答：你說得對(duì)。CFA反向輸入端電流噪聲比較高，大約為20~30pA/Hz。但是與類似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ。在增益為1時(shí)，CFA的主要噪聲源是流過反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產(chǎn)生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源。當(dāng)增益增加時(shí)(減小輸入電阻RG)，由輸入電流噪聲產(chǎn)生的輸出電壓噪聲不會(huì)增加，這時(shí)運(yùn)放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源。比如，當(dāng)增益為10時(shí)，輸入噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓折合到輸入端僅為15nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上，這樣總的輸入噪聲電壓僅為25nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應(yīng)用中，CFA是很吸引人的。

問：用CFA構(gòu)成四電阻差動(dòng)放大器會(huì)怎么樣?會(huì)不會(huì)因CFA的兩個(gè)輸入端電阻不平衡而不適用于這類電路?

答：你問得好!這是對(duì)CFA常有的誤解。CFA的兩個(gè)輸入端電阻確實(shí)不匹配，但理

想差動(dòng)放大器的傳遞函數(shù)照樣可以用。兩個(gè)輸入電阻不相同會(huì)有什么樣結(jié)果?低頻時(shí)，四電阻差動(dòng)放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定，01%的電阻匹配相應(yīng)的CMR約為66dB；高頻時(shí)，要關(guān)心的問題是輸入阻抗形成的時(shí)間常數(shù)的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容，在1MHz時(shí)CMR柯達(dá)到60dB。由于CFA的輸入級(jí)不平衡，其輸入電容不可能匹配好。這意味著為減少時(shí)間常數(shù)失配，在某些運(yùn)放的同相輸入端須接一個(gè)外部電阻(100至200Ω)。如果仔細(xì)選擇電阻，那么CFA也能產(chǎn)生與VFA相當(dāng)?shù)母哳lCMR。在犧牲一部分信號(hào)帶的情況下

外加手調(diào)電容可以進(jìn)一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動(dòng)

放大器，如AD830。無需電阻匹配，它在1MHz時(shí)CMR大于75dB，在10MHz時(shí)CMR約為53dB。

問：你認(rèn)為用反饋電容調(diào)節(jié)放大器帶寬情況會(huì)怎樣?反相輸入端低阻抗會(huì)不會(huì)使CFA對(duì)此節(jié)點(diǎn)上的旁路電容敏感性減小?容性負(fù)載情況又會(huì)怎樣?

答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個(gè)電容的情況。對(duì)于VFA，在噪聲增益范圍內(nèi)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，但對(duì)CFA，在其反饋電阻范圍內(nèi)要出現(xiàn)一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，如圖4所示。請(qǐng)記住，反饋電阻與開環(huán)互阻交點(diǎn)處的相位裕度決定閉環(huán)穩(wěn)定性。電容CF與RF并聯(lián)后的反饋電阻為：

ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG

RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

圖4電容反饋電容的作用

極點(diǎn)出現(xiàn)在1/2πRFCF，零點(diǎn)出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與Z

OC交點(diǎn)處頻率太高，開環(huán)相移太大會(huì)引起不穩(wěn)定。對(duì)于積分電路，若RF→∞，極點(diǎn)

出現(xiàn)在低頻處，在高頻處幾乎沒有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益，用一個(gè)電阻與

積分電容串聯(lián)用來限制高頻環(huán)路增益，這樣可以穩(wěn)電流反

饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結(jié)構(gòu)，例如阻容并聯(lián)的反饋濾波器，但用CFA構(gòu)成

的SallenKey濾波器除外，因?yàn)樗挥米鞴潭ㄔ鲆鎲卧娐?。總之，不希望在CFA的RF兩端并接電容。另一個(gè)要考慮的問題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響。記得VFA，旁路電容會(huì)在噪聲增益上建立一個(gè)零點(diǎn)，增加噪聲增益與開環(huán)增益間的閉合速度(rateofclosure)，若不進(jìn)行頻率補(bǔ)償，產(chǎn)生過大的相移會(huì)導(dǎo)致電路不穩(wěn)定。對(duì)CFA，旁路電路有同樣的影響，只不過此問題講得較少。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達(dá)式可寫作：

ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sCINRFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點(diǎn)出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)CON］，見圖5中fZ1。這個(gè)零點(diǎn)使CFA產(chǎn)生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低，零點(diǎn)的轉(zhuǎn)折頻率變高?？紤]寬帶VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，CIN=10pF，在1/［2π(RF∥RG)CIN］處的零點(diǎn)頻率約為40MHz，RO為40Ω而其它電路參數(shù)完全相同的CFA將把零點(diǎn)抬高到400MHz左右。對(duì)于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運(yùn)放，VFA需要有反饋電容補(bǔ)償，以減小CIN的影響，同時(shí)要減小信號(hào)帶寬。CFA雖然因零點(diǎn)會(huì)有一些附加的相移，但由于轉(zhuǎn)折頻率高十倍，受CIN的影響就沒有VFA那么大。CFA的信號(hào)帶寬比VFA要大，若要求通帶內(nèi)平坦或脈沖響應(yīng)最優(yōu)，也可以進(jìn)行補(bǔ)償。為減小ZF和ZOL之間的閉合速度，加一個(gè)小電容并聯(lián)在RF上，就可以改善響應(yīng)。要至少保證45°的相位裕度，應(yīng)當(dāng)選擇反饋電容放到ZF與ZOL相交的極點(diǎn)處，如圖5中fP點(diǎn)。請(qǐng)不要忘記反饋電容所產(chǎn)生的高頻零點(diǎn)fZ2

的影響。

圖5反相輸入端旁路電容的作用

CFA中負(fù)載電容呈現(xiàn)出和VFA中一樣的問題：增加誤差信號(hào)相移，引起相位裕度變小，可能產(chǎn)

生不穩(wěn)定。處理容性負(fù)載有幾種公認(rèn)的電路方法，但對(duì)于高速運(yùn)放，最好的方法是在運(yùn)放的

輸出端串聯(lián)一個(gè)電阻(見圖6)，在反饋環(huán)的外面有了與負(fù)載電容串接的電阻，放大器不直接

圖6驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載的串聯(lián)輸出電視

驅(qū)動(dòng)純?nèi)菪载?fù)載。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益。不管采用什么方法，帶寬、壓擺率

及建立時(shí)間總會(huì)有些損失。最好根據(jù)要求的特性，如最快上升時(shí)間、達(dá)到規(guī)定精度的最快建

立時(shí)間、最小過沖或通帶平坦性，用實(shí)驗(yàn)方法對(duì)具體放大電路進(jìn)行優(yōu)化。

問：為什么你們的CFA沒有一個(gè)能提供真正單電源工作且允許信號(hào)擺幅達(dá)到一個(gè)

或兩上電源限?

這是人們喜愛VFA電路結(jié)構(gòu)的原因之一。放大器要給出良好的電流驅(qū)動(dòng)能力。并且使信號(hào)擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級(jí)，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級(jí)。共射極輸出級(jí)允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出