ADI高速ADC的交流特征

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在越來越多的高科技領(lǐng)域里，設(shè)計師應(yīng)該考慮到常見的轉(zhuǎn)換器性能特征。

量化

每種功能對轉(zhuǎn)換器交流性能均有影響。

由于數(shù)字轉(zhuǎn)換器用于分析連續(xù)輸入信號的代碼數(shù)量有限，其輸出會在鋸齒波形上產(chǎn)生誤差函數(shù)。鋸齒邊沿對應(yīng)于ADC的碼字躍遷。

為了測量情況下的量化噪聲誤差，

式（1）給出的是N位轉(zhuǎn)換器的理論限制，因此這一數(shù)字只可作為判斷候選ADC的參考。

采樣

大家一般是采熟悉的是在大于采樣速率一半頻率的（fs/2）下混疊信號能量的特性。

現(xiàn)實中，采樣器混疊所有奈奎斯特區(qū)上的信號。

顯示為fa的帶外信號能量不一定來自預(yù)期信號源。這是失真性能的一項重要考慮因素。

通過在信號鏈內(nèi)采樣器輸入之前加入基帶抗混疊濾波器，可以減小采樣器可用的帶外信號能量。為抗混疊濾波器過渡帶提供了一些頻譜空間。

如果ADC量化噪聲與交流輸入信號無關(guān)，則噪聲分布于奈奎斯特區(qū)中。在這種情況下，過采樣還會通過加寬奈奎斯特區(qū)減少有效量化噪聲，從而在采樣速率加倍時將SNR增加3dB，抗混疊濾波器可削弱帶外信號成分，使其混疊鏡像保持在本底噪聲以下。

如果輸入信號鎖定在采樣頻率的整數(shù)約數(shù)處，在這種情況下，量化噪聲將表現(xiàn)為關(guān)于信號諧波的群集。所以在選擇采樣速率時，應(yīng)仔細考慮應(yīng)用信號的頻譜特性。

SINAD和ENOB

如果失真積和帶外頻譜成分混疊無法保持在本底噪聲以下，則會形成SINAD。轉(zhuǎn)換器在輸入信號額定條件下將以dB表示SINAD。轉(zhuǎn)換器ENOB可能是ADC常提到的交流規(guī)格，它便是以位而非dB表示的SINAD：

如果失真積和混疊信號能量保持在本底噪聲以下，則SINAD=SNR。在此情況下，式（2）只是式（1）對N求解的調(diào)整形式。更常見的情況是SINAD<SNR。由于轉(zhuǎn)換器SINAD取決于工作和信號條件，目標應(yīng)用可實現(xiàn)的SINAD（以及相應(yīng)的ENOB）取決于如何驅(qū)動ADC。

盡管ENOB常被提及，但它不足以描述高速轉(zhuǎn)換器的性能。眾所周知，高速轉(zhuǎn)換器擁有多個參數(shù)，單個數(shù)字不可能囊括整張規(guī)格表的描述內(nèi)容。因此只要不過度依賴ENOB，其數(shù)值可作為候選轉(zhuǎn)換器性能比較的一個合理起點。

SINAD對頻率特性曲線更有價值，許多高速轉(zhuǎn)換器會將其呈現(xiàn)在數(shù)據(jù)手冊內(nèi)。圖2所示曲線可幫助使用者針對應(yīng)用所需頻率鑒別典型性能，而不局限于轉(zhuǎn)換器制造商為數(shù)據(jù)手冊規(guī)格表選定的頻率點。

孔徑抖動噪聲

式（1）的量化噪聲是以理想數(shù)字轉(zhuǎn)換器為前提，其中假設(shè)了無噪聲信號和時鐘源。在真實電路中，信號到達ADC輸入端時，已經(jīng)含有先前信號處理階段帶來的噪聲和失真積。噪聲成分通常與量化噪聲無關(guān)，因此會加入平方根之和：

其中en（i）是來自作用源的噪聲，作用源處于由m個不相關(guān)源組成的系統(tǒng)內(nèi)。

作用源之一來自采樣時鐘邊沿時序的不確定性，產(chǎn)生孔徑抖動噪聲。可以說，該噪聲得出采樣器正在針對移動目標捕捉交流信號的事實。采樣邊沿時序的變化導(dǎo)致采樣器捕捉幅度的統(tǒng)計分布，即噪聲。如圖3所示。信號頻率越高，信號斜率或壓擺率越大，因此邊沿時序既定變化導(dǎo)致的幅度誤差越大。這樣，既定孔徑抖動量的效果便取決于信號頻率。

由孔徑抖動引起的SNR為：

其中f為信號頻率，tj為均方根孔徑抖動。通常，挑選ADC時存在的問題是目標應(yīng)用在既定頻率信號的SNR要求下可以容忍的幅度抖動。整理式(3)得出：

除了轉(zhuǎn)換器內(nèi)的抖動源外，應(yīng)用電路內(nèi)也有抖動源。因此，電路實現(xiàn)的凈性能與轉(zhuǎn)換器選擇和設(shè)計其他方面(通常是時鐘產(chǎn)生電路和電路板布局)的品質(zhì)都有關(guān)系。

為了解抖動影響既定ENOB信號頻率的程度，可分別考慮1ps和2ps抖動噪聲遠超其他性能限制參數(shù)的兩個系統(tǒng)。整理式(4)，可以針對既定抖動計算產(chǎn)生指定ENOB（或SNR）的信號頻率，如表1所示。

失真積

信號鏈內(nèi)的非線性造成了許多失真積，通常是HD2、HD3、IMD2和IMD3。線性電路內(nèi)的失真傾向于隨信號接近有源元件線性工作范圍的極限而逐漸增加。在代碼空間突然結(jié)束的ADC內(nèi)則非如此。

因此，重要的是輸入跨度內(nèi)有足夠的范圍容納需要進行低失真量化的預(yù)期輸入幅度，特別是在處理復(fù)雜寬帶信號時。終，選擇標稱輸入幅度是為了平衡信號跨度余量，避免限制優(yōu)化SNR的需要。

顧名思義，諧波失真會產(chǎn)生數(shù)倍于信號頻率的信號偽像。相比之下，交調(diào)失真源自包含兩個或兩個以上頻率信號的信號處理非線性，從而產(chǎn)生輸入頻率之和或差。

在窄帶應(yīng)用中，嚴格調(diào)諧的抗混疊濾波器可削弱某些諧波失真積，甚至IMD2的加性分量，如圖4所示。另一方面，出現(xiàn)在2f2-f1和2f1-f2的IMD3減性分量由于可出現(xiàn)在信號頻譜內(nèi)而較為不利。

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）

SFDR（無雜散動態(tài)范圍）衡量的只是相對于轉(zhuǎn)換器滿量程范圍（dBFS）或輸入信號電平（dBc）的差頻譜偽像。比較AD