基于DSP控制的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計 畢業(yè)論文設(shè)計范文模板參考資料

摘要本文介紹的是一種基于DSPTMS320LF2407A芯片的雙極性可逆PWM直流調(diào)速系統(tǒng)數(shù)字控制的設(shè)計。用一臺200W的直流電動機，DSP構(gòu)成的數(shù)字化直流調(diào)速系統(tǒng)。設(shè)計是在對控制對象全面回顧總結(jié)的基礎(chǔ)上，重點對控制部分展開設(shè)計，它包括對實現(xiàn)控制所需要的硬件和軟件環(huán)境的探討，控制策略和控制算法的探討等內(nèi)容。在硬件方面充分利用數(shù)字信號處理器外設(shè)接口豐富，運算速度快的特點，采取軟件和硬件相結(jié)合的措施，實現(xiàn)對轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的控制。特點是用DSP取代模擬觸發(fā)器、電流調(diào)節(jié)器、速度調(diào)節(jié)器及邏輯切換等硬件設(shè)備。最后進行軟件編程。本數(shù)字化直流調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)了電流和轉(zhuǎn)速雙閉環(huán)的恒速調(diào)節(jié)，并具有結(jié)構(gòu)簡單，控制精度高，成本低，易推廣等特點，而且各項性能指標(biāo)優(yōu)于模擬直流調(diào)速系統(tǒng)，從而能夠?qū)嶋H的應(yīng)用到生產(chǎn)生活中，滿足現(xiàn)代化生產(chǎn)的需要。關(guān)鍵詞：DSPTMS320LF2407A芯片；PWM；直流調(diào)速系統(tǒng)；數(shù)字控制；雙閉環(huán)

ABSTRACTThispaperintroducesakindofconceptionaboutthebipolarinvertibilityPWMDCadjustspeedsystemdigitcontrol,whichisbasedonDSPTMS329LF2407Acontrolchip.HereisadigitalDCspeedcontrolsystemcomposedby200WDCmotorandDSPcomputer,Basedontheoverallreviewofcontrolobject,theemphasisisputonthepartofcontrolsystem,whichincludesthediscussionofhardwareselectionandsoftwareenvironment,controlpolicyandalgorithm,etc.ItfillyutilizestheadvantageofDSPthatareabundantinterfaceandfastspeed.Ithasthecharacteristicthattheanalogtrigger,currentregulator,rotationregulator,logicalhandoffandotherdeviceswerereplacedbyDSPcomputer;andfinallyputthroughthesoftwareprogrammerandtesting.Asaresult，thedigitalDCspeedcontrolsystemrealizedtheconstantspeedadjustabilityofthedoubleclosed-loopofelectriccurrent.Thissystemalsohasthespecialtiessuchassimplestructure,highcontrolaccuracy,lowcostandeasinesstobespread.Inaddition,itsentireperformanceindexKeywords:TMS329LF2407Achip；PWM；DC-drivespeedsystem；Digitalcontrol；doubleclosed-loop

目錄摘要 ⅠABSTRACT Ⅱ前言 11系統(tǒng)方案選擇和總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 3調(diào)速方案選擇 31.2系統(tǒng)控制方案選擇 51.3總體結(jié)構(gòu)設(shè)計 82主電路設(shè)計與參數(shù)計算 11主電路中選型 112.2主電路中參數(shù)計算 162.3系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖 203調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計 21模擬控制雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)電路原理圖 21調(diào)速系統(tǒng)的靜態(tài)特性和動態(tài)特性分析 22調(diào)速系統(tǒng)調(diào)節(jié)器設(shè)計 244軟件設(shè)計 294.1程序流程圖 29TMS320LF2407DSP結(jié)構(gòu)介紹 304.3定點DSP的數(shù)據(jù)Q格式表示方法 344.4數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的DSP實現(xiàn)方法 344.5DSP控制程序的有關(guān)參數(shù)計算 364.6DSP控制程序 37總結(jié) 51參考文獻(xiàn) 52致謝 53

前言直流電動機具有優(yōu)良的調(diào)速特性,調(diào)速平滑、方便,調(diào)速范圍廣；過載能力大,能承受頻繁的沖擊負(fù)載,可實現(xiàn)頻繁的無級快速起動、制動和反轉(zhuǎn)；能滿足生產(chǎn)過程自動化系統(tǒng)各種不同的特殊運行要求，在許多需要調(diào)速或快速正反向的電力拖動系統(tǒng)領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。直流電動機的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)主要有三種方法：調(diào)節(jié)電樞供電的電壓、減弱勵磁磁通和改變電樞回路電阻。針對三種調(diào)速方法，都有各自的特點，也存在一定的缺陷。例如改變電樞回路電阻調(diào)速只能實現(xiàn)有級調(diào)速，減弱磁通雖然能夠平滑調(diào)速，但這種方法的調(diào)速范圍不大，一般都是配合變壓調(diào)速使用。所以，在直流調(diào)速系統(tǒng)中，都是以變壓調(diào)速為主。其中，在變壓調(diào)速系統(tǒng)中，大體上又可分為可控整流式調(diào)速系統(tǒng)和直流PWM調(diào)速系統(tǒng)兩種。直流PWM調(diào)速系統(tǒng)與可控整流式調(diào)速系統(tǒng)相比有下列優(yōu)點：由于PWM調(diào)速系統(tǒng)的開關(guān)頻率較高,僅靠電樞電感的濾波作用就可獲得平穩(wěn)的直流電流,低速特性好，穩(wěn)速精度高，調(diào)速范圍寬，可達(dá)1:10000左右；同樣,由于開關(guān)頻率高,快速響應(yīng)特性好,動態(tài)抗干擾能力強,可以獲得很寬的頻帶；開關(guān)器件只工作在開關(guān)狀態(tài),主電路損耗小,裝置效率高；直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高[1]。正因為直流PWM調(diào)速系統(tǒng)有以上的優(yōu)點，并且隨著電力電子器件開關(guān)性能的不斷提高，直流脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)得到了飛速的發(fā)展。傳統(tǒng)的模擬和數(shù)字電路PWM已被大規(guī)模集成電路所取代，這就使得數(shù)字調(diào)制技術(shù)成為可能。目前，在該領(lǐng)域中大部分應(yīng)用的是數(shù)字脈寬調(diào)制器與微處理器集為一體的專用控制芯片,如TI公司生產(chǎn)的TMS320C24X系列芯片。電動機調(diào)速系統(tǒng)采用微機實現(xiàn)數(shù)字化控制，是電氣傳動發(fā)展的主要方向之一。采用微機控制后，整個調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)全數(shù)字化，結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，操作維護方便，電動機穩(wěn)態(tài)運轉(zhuǎn)時轉(zhuǎn)速精度可達(dá)到較高水平，靜動態(tài)各項指標(biāo)均能較好地滿足工業(yè)生產(chǎn)中高性能電氣傳動的要求。用計算機技術(shù)實現(xiàn)直流調(diào)速控制系統(tǒng)，計算機的選型很多。經(jīng)過選擇，選取DSP芯片作為控制器。直流調(diào)速系統(tǒng)的內(nèi)容十分豐富，有開環(huán)控制系統(tǒng)，有閉環(huán)控制系統(tǒng):有單閉環(huán)控制系統(tǒng)，有雙閉環(huán)控制系統(tǒng)和多閉環(huán)控制系統(tǒng)；有可逆調(diào)速系統(tǒng)，有不可逆調(diào)速系統(tǒng)等。本課題設(shè)計的控制對象是雙閉環(huán)無環(huán)流可逆直流調(diào)速系統(tǒng)。目前，對于控制對象的研究和討論很多，有比較成熟的理論，但實現(xiàn)控制的方法和手段隨著技術(shù)的發(fā)展，特別是計算機技術(shù)的發(fā)展，不斷地進行技術(shù)升級。這個過程經(jīng)歷了從分立元件控制，集成電路控制和單片計算機控制等過程。每一次的技術(shù)升級都是控制系統(tǒng)的性能有較大地提高和改進。隨著新的控制芯片的出現(xiàn)，給技術(shù)升級提供了新的可能。經(jīng)過文獻(xiàn)檢索，目前已經(jīng)有不少科技工作者開展了將DSP芯片用于電機控制方面的研究，但現(xiàn)在應(yīng)用的例子較少，大部分還處于可行性研究階段。本設(shè)計的理論基礎(chǔ)有電機控制、電力電子技術(shù)、自動控制原理、計算機控制技術(shù)等理論。研究設(shè)想是：通過研究提出合理的硬件方案和算法，主要進行的是理想情況下的可行性研究，具有工程應(yīng)用的可能和超前性。直流調(diào)速系統(tǒng)已經(jīng)過多年的研究并已很成熟，而DSP技術(shù)現(xiàn)在也發(fā)展迅猛，并在很多方面取得顯著成果。兩者的結(jié)合，將大大提高電機控制在高精度控制領(lǐng)域的發(fā)展。用DSP控制電機，用戶就不必在外圍再設(shè)置模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，硬件結(jié)構(gòu)和控制大為簡化，體積減小，成本也就降低，處理能力和可靠性性能都大大提高。由此可知，基于DSP的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的設(shè)計不論在理論上還是在工程中都是可行的。電機控制是DSP應(yīng)用的主要領(lǐng)域，隨著社會的發(fā)展以及對電機控制要求的日益提高，DSP將在電機控制領(lǐng)域中將發(fā)揮越來越重要的作用。

1系統(tǒng)方案選擇和總體結(jié)構(gòu)設(shè)計調(diào)速方案選擇系統(tǒng)控制對象的確定本次設(shè)計選用的電動機額定功率200W，額定電壓48V，額定電流,額定轉(zhuǎn)速200r/min。電動機供電方案的選擇根據(jù)直流電機轉(zhuǎn)速方程：（）式中n—轉(zhuǎn)速（r/min）；

U—電樞電壓（V）；

I—電樞電流（A）；

R—電樞回路總電阻（）；

—勵磁磁通（Wb）；

Ke—由電機結(jié)構(gòu)決定的電動勢常數(shù)。由式（）可以看出，有三種方法調(diào)節(jié)電動機的轉(zhuǎn)速：（1）調(diào)節(jié)電樞供電電壓U；（2）減弱勵磁磁通；（3）改變電樞回路電阻R。對于要求在一定范圍內(nèi)無級平滑調(diào)速的系統(tǒng)來說，以調(diào)節(jié)電樞供電電壓的方式為最好。改變電阻只能有級調(diào)速；減弱磁通雖然能夠平滑調(diào)速，但調(diào)速范圍不大，往往只是配合調(diào)壓方案，在基速（即電機額定轉(zhuǎn)速）以上作小范圍的弱磁升速。這里選用變壓調(diào)速[1]。變壓調(diào)速是直流調(diào)速系統(tǒng)用的主要方法，調(diào)節(jié)電樞供電電壓所需的可控電源通常有3種：旋轉(zhuǎn)電流機組，靜止可控整流器，直流斬波器和脈寬調(diào)制變換器。旋轉(zhuǎn)變流機組簡稱G-M系統(tǒng)如圖1.1所示，適用于調(diào)速要求不高，要求可逆運行的系統(tǒng)，但其設(shè)備多、體積大、費用高、效率低、維護不便。靜止可控整流器又稱V-M系統(tǒng)如圖1.2所示，通過調(diào)節(jié)觸發(fā)裝置GT的控制電壓來移動觸發(fā)脈沖的相位，即可改變Ud，從而實現(xiàn)平滑調(diào)速，控制作用快速性能好，提高系統(tǒng)動態(tài)性能，由于晶閘管的圖旋轉(zhuǎn)變流機組供電的直流調(diào)速系統(tǒng)（G-M系統(tǒng)）原理圖圖晶閘管—電動機調(diào)速系統(tǒng)（V-M系統(tǒng)）原理圖單向?qū)щ娦?，它不允許電流反向，給系統(tǒng)的可逆運行造成困難；晶閘管對過電壓、過電流和過高的dV/dt與di/dt都十分敏感，若超過允許值會在很短的時間內(nèi)損壞器件；由諧波與無功功率引起電網(wǎng)電壓波形畸變，殃及附近的用電設(shè)備，造成“電力公害”。直流斬波器和脈寬調(diào)制交換器采用PWM器件如圖1.3所示，主電路線路簡單，需用的功率器件少；開關(guān)頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較小；低速性能好，穩(wěn)速精度高，調(diào)速范圍寬，可達(dá)1:10000左右；若與快速響應(yīng)的電機配合，則系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應(yīng)快，動態(tài)抗擾能力強；功率開關(guān)器件工作在開關(guān)狀態(tài)，導(dǎo)通損耗小，當(dāng)開關(guān)頻率適當(dāng)時，開關(guān)損耗也不大，因而裝置效率較高；直流電源采用不控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。三種可控直流電源，V-M系統(tǒng)在上世紀(jì)60～70年代得到廣泛應(yīng)用，目前主要用于大容量系統(tǒng)。直流PWM調(diào)速系統(tǒng)作為一種新技術(shù)，發(fā)展迅速，應(yīng)用日益廣泛，特別在中、小容量的系統(tǒng)中，已取代V-M系統(tǒng)成為主要的直流調(diào)速方式。根據(jù)本此設(shè)計的技術(shù)要求和特點選PWM-M系統(tǒng)。在PWM-M系統(tǒng)中，用PWM調(diào)制的方法，把恒定的直流電源電壓調(diào)制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調(diào)節(jié)電機轉(zhuǎn)速。PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，由于要求精度要高，故采用可逆。可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，電動機M兩端電壓的極性隨開關(guān)器件柵極驅(qū)動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，考慮到精密加工對性能要求很高，采用雙極式控制的橋式可逆PWM變換器，雙極式控制的橋式可逆PWM變換器具有電流一定連續(xù)；可使電機在四象限運行；電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)；低速平穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調(diào)速范圍可達(dá)1:20000左右；低速時，每個開關(guān)器件的驅(qū)動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導(dǎo)通[1]。綜上所述選雙極式控制的橋式可逆PWM變換器電路供電方案。圖1.3PWM系統(tǒng)的原理圖

系統(tǒng)控制方案選擇雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖所示，在整個系統(tǒng)中，主要包括轉(zhuǎn)速環(huán)和電流環(huán)，其中外環(huán)為轉(zhuǎn)速環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。在設(shè)計過程中，主要是設(shè)計轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器。兩個調(diào)節(jié)器可以分為模擬的和數(shù)字式的，模擬調(diào)節(jié)器一般都是用運算放大器實現(xiàn)，在物理概念上比較清晰，控制信號流向也比較直觀，一般適合于學(xué)習(xí)入門，但模擬控制系統(tǒng)的控制規(guī)律體現(xiàn)在硬件電路和所用的器件上，因而線路復(fù)雜、通用性較差，其控制效果往往受到器件性能和溫度等因素的影響。圖雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖由于模擬控制系統(tǒng)存在這些缺點，并且隨著現(xiàn)代科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，特別是在計算機控制技術(shù)方面，使得運用微型計算機實現(xiàn)雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的設(shè)計成為可能，并且可以達(dá)到比模擬控制系統(tǒng)更優(yōu)的控制效果。圖1.5采用微處理器后的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)框圖如圖所示的為運用微處理器實現(xiàn)雙閉環(huán)直流控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。在圖中可以看出，運用了微處理器的系統(tǒng)，在結(jié)構(gòu)上得到了很大的簡化，這樣可以使制作成本降低。微機控制系統(tǒng)不受器件溫度漂移的影響、穩(wěn)定性好、可靠性高，提高了控制性能。通過軟件編程，進行邏輯判斷和復(fù)雜運算，可以實現(xiàn)不同于一般線性調(diào)節(jié)的最優(yōu)化、自適應(yīng)、非線性、智能化等控制規(guī)律，更改起來靈活方便?，F(xiàn)在微處理技術(shù)發(fā)展相當(dāng)快，生產(chǎn)微處理器的生產(chǎn)廠商也很多，微處理器的型號層出不窮，他們性能各異，有通用型的，也有一些專用型的。如德州公司生產(chǎn)的的TMS320LF240X系列DSP芯片都是專用在控制電機方面的。在本系統(tǒng)設(shè)計中，采用不同的微處理器，有不一樣的方案，下面進行討論，并最終選擇一種最適合的方案。8051微控制器方案8051是MCS-51系列單片機中的代表產(chǎn)品，它內(nèi)部集成了功能強大的中央處理器，包含了硬件乘除法器、21個專用控制寄存器、4kB的程序存儲器、128字節(jié)的數(shù)據(jù)存儲器、4組8位的并行口、兩個16位的可編程定時/計數(shù)器、一個全雙工的串行口以及布爾處理器[2]。圖1.6采用8051處理器控制的原理框圖如圖所以是采用8051處理器設(shè)計雙閉環(huán)直流電機調(diào)速系統(tǒng)的原理框圖。本方案的優(yōu)點是選用了簡單的處理器，資源得到了充分的利用，不會造成太大的浪費，成本比較低。在檢修方面也有一定的優(yōu)勢，當(dāng)電路中的某一個模塊出了問題，只要對該模塊進行修理或更換即可，其它的硬件可以繼續(xù)使用。該方案的主要不足是設(shè)計電路相對比較復(fù)雜，以軟件編程為代價實現(xiàn)調(diào)速。

DSP微控制器方案采用TMS320LF2407控制設(shè)計雙閉環(huán)直流調(diào)速控制系統(tǒng)的原理框圖如圖所示。由圖中可看出，DSP處理器的集成程度較高，在這里用到了PWM、ADC、SPI和正交編碼脈沖電路，省去了很多外設(shè)。PWM直接輸出到H型PWM變換器，得以控制電機的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)向；通過光電編碼器檢測電機的轉(zhuǎn)速，測得的數(shù)據(jù)直接送到圖采用DSP處理器控制的原理框圖DSP處理器的正交編碼器進行處理；利用霍爾傳感器主電路的電流，送到DSP處理器上集成的ADC，A/D轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字量，由DSP處理器進行處理；可以用帶SPI技術(shù)的接口鍵盤和數(shù)碼管顯示芯片與DSP處理器的SPI外設(shè)接口相接，進而可以通過鍵盤給定速度，也可以進行調(diào)速等操作，數(shù)碼管用來顯示當(dāng)前的電機轉(zhuǎn)速。這樣的設(shè)計方案在硬件結(jié)構(gòu)上得到了很大的簡化，而且在軟件編程方面也帶來很大的方便，只須對一處理器內(nèi)部的一些寄存器進行編程即可，大大縮短了開發(fā)流程。這與方案一相比主要是少了一些外設(shè)，不用設(shè)計專門的PWM控制電路，不需要選擇一個分辨率滿足系統(tǒng)要求的A/D轉(zhuǎn)換器以及對速度檢測的數(shù)據(jù)進行適當(dāng)?shù)恼蔚萚3]。綜上所述的兩個方案，從控制的精確、快速、簡單和題目的要求方面考慮，對雙閉環(huán)直流控制系統(tǒng)，選擇方案二進行系統(tǒng)的設(shè)計。

總體結(jié)構(gòu)設(shè)計系統(tǒng)結(jié)構(gòu)選擇若采用轉(zhuǎn)速負(fù)反饋和PI調(diào)節(jié)器的單閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)雖然可以在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的條件下實現(xiàn)轉(zhuǎn)速無靜差，不過當(dāng)對系統(tǒng)的動態(tài)性能要求較高，例如要求快速起制動，突加負(fù)載動態(tài)速降小等等，單閉環(huán)系統(tǒng)難以滿足要求，因為在單閉環(huán)系統(tǒng)中不能完全按照需要來控制動態(tài)過程的電流或轉(zhuǎn)矩，在單閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)中，只有電流截止負(fù)反饋環(huán)節(jié)是專門用來控制電流的，但它只是在超過臨界電流值以后，靠強烈的負(fù)反饋作用限制電流的沖擊，并不能很理想地控制電流的動態(tài)波形，當(dāng)電流從最大值降低下來以后，電機轉(zhuǎn)矩也隨之減少，因而加速過程必然拖長。若采用雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，則可以近似在電機最大電流（轉(zhuǎn)矩）受限的條件下，充分利用電機的允許過載能力，使電力拖動系統(tǒng)盡可能用最大的加速度起動，到達(dá)穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速后，又可以讓電流迅速降低下來，使轉(zhuǎn)矩馬上與負(fù)載相平衡，從而轉(zhuǎn)入穩(wěn)態(tài)運行，此時起動電流近似呈方形波，而轉(zhuǎn)速近似是線性增長的，這是在最大電流（轉(zhuǎn)矩）受到限制的條件下調(diào)速系統(tǒng)所能得到的最快的起動過程。采用轉(zhuǎn)速電流雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)，在系統(tǒng)中設(shè)置了兩個調(diào)節(jié)器，分別調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速和電流，二者之間實行串級聯(lián)接，這樣就可以實現(xiàn)在起動過程中只有電流負(fù)反饋，而它和轉(zhuǎn)速負(fù)反饋不同時加到一個調(diào)節(jié)器的輸入端，到達(dá)穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)速后，只靠轉(zhuǎn)速負(fù)反饋，不靠電流負(fù)反饋發(fā)揮主要的作用，這樣就能夠獲得良好的靜、動態(tài)性能[4]。與帶電流截止負(fù)反饋的單閉環(huán)系統(tǒng)相比，雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的靜特性在負(fù)載電流小于Idm時表現(xiàn)為轉(zhuǎn)速無靜差，這時，轉(zhuǎn)速負(fù)反饋起主調(diào)作用，系統(tǒng)表現(xiàn)為電流無靜差。得到過電流的自動保護。顯然靜特性優(yōu)于單閉環(huán)系統(tǒng)。在動態(tài)性能方面，雙閉環(huán)系統(tǒng)在起動和升速過程中表現(xiàn)出很快的動態(tài)跟隨性，在動態(tài)抗擾性能上，表現(xiàn)在具有較強的抗負(fù)載擾動，抗電網(wǎng)電壓擾動。綜上所述，本系統(tǒng)用一臺DSP及外部擴展設(shè)備代替模擬系統(tǒng)中速度調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、觸發(fā)器、邏輯切換單元、電壓記憶環(huán)節(jié)、鎖零單元和電流自適應(yīng)調(diào)節(jié)器等，從而使直流調(diào)速系統(tǒng)實現(xiàn)DSP的控制。其硬件結(jié)構(gòu)如圖1.8所示。

圖1.8DSP控制的直流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖系統(tǒng)的工作原理在此DSP控制的直流調(diào)速系統(tǒng)中，速度給定、速度反饋和電流反饋信號是通過模擬光電隔離器、A/D轉(zhuǎn)換器送入計算機，計算機按照已定的控制算法計算產(chǎn)生雙脈沖，經(jīng)并行口、數(shù)字光電隔離器、功率放大器送到直流PWM變換器的控制級，從而可以改變平均輸出電壓的大小，平穩(wěn)的調(diào)節(jié)電動機的速度。IGBT正反組切換由數(shù)字邏輯切換單元來完成。

2主電路設(shè)計與參數(shù)計算主電路選型電動機的額定電壓為48V，為保證供電質(zhì)量，應(yīng)采用三相降壓變壓器將電源電壓降低；為避免三次諧波電動勢的不良影響，三次諧波電流對電源的干擾，主變壓器采用D/Y聯(lián)結(jié)。整流電路選擇整流電路是電力電子中出現(xiàn)的最早的一種，它將交流電變?yōu)橹绷麟姟Ｖ饕诸惙椒ㄓ校喊唇M成的器件可分為不可控、半控、全控三種；按電路結(jié)構(gòu)分橋式電路和零式電路；按交流輸入相數(shù)分為單相電路和多相電路；按變壓器二次側(cè)電流的方向是單向或雙向，又分為單拍電路和雙拍電路[5]。由于工廠為三相交流電源，這里選用三相橋式電路，三相橋式中有全控和不可控，雖然全控的性能好，單需要觸發(fā)電路，勢必會增加成本，在這里為了減少設(shè)計的成本和減少程序的編寫，在這里選用三相橋式不可控整流電路，電路圖如圖。圖電容濾波的三相橋式不可控整流電路P可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路。其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式。在第1章中已經(jīng)介紹了，這里選用雙極性，雙極性驅(qū)動是指在一個PWM周期內(nèi)，電動機電樞的電壓極性呈正負(fù)變化。圖2.2H型雙極可逆PWM驅(qū)動系統(tǒng)圖2.2是H型雙極性可逆PWM的工作電路原理圖。4個開關(guān)組分成兩組，V1、V4為一組，V2、V3為另一組。同一組的開關(guān)管同步導(dǎo)通或通斷，不同組的開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷正好相反。使用時要注意加“死區(qū)”，避免同一橋臂的開關(guān)管發(fā)生直通短路。在每個PWM周期里，當(dāng)控制信號Ui1高電平時，開關(guān)管V1、V4導(dǎo)通，此時Ui2為低電平，因此V2、V3截止，電樞繞組承受從A到B的正向電壓；當(dāng)控制信號Ui1低電平時，開關(guān)管V1、V4截止，此時Ui2為高電平，因此V2、V3導(dǎo)通，電樞繞組承受從B到A的方向電壓，這就是所謂“雙極”。由于在一個PWM周期里電樞電壓經(jīng)歷了正反兩次變化，因此雙極性控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓Ud計算公式為：，其中ρ=（2.1）由式（2.1）可見，雙極性可逆PWM驅(qū)動時，電樞繞組所受的平均電壓取決于占空比ρ大小。當(dāng)ρ=0時，Ud=-Us,電動機反轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速最大；當(dāng)ρ=-1時，Ud=Us，電動機正轉(zhuǎn)，且轉(zhuǎn)速最大；當(dāng)ρ=1/2時，Ud=0。電動機不轉(zhuǎn)。雖然此時電動機不轉(zhuǎn)，但電樞繞組中仍然有交邊電流流動，使電動機產(chǎn)生高頻振蕩，這樣振蕩有利于克服電動機負(fù)載的靜摩擦，起著所謂“動力潤滑”的作用，提高了動態(tài)性能[6]。P在文章的第1章中，我已經(jīng)簡明講述了調(diào)速系統(tǒng)的主電路主要由三相不可控整流電路和PWM變換器電路構(gòu)成。圖2.3所示是橋式可逆直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖[7]。圖2.3橋式可逆直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖PWM變換器的直流電源通常由交流電網(wǎng)經(jīng)不可控的二極管整流器產(chǎn)生，并采用了電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓U。由于電容的容量較大，接加電源時相當(dāng)于短路，勢必產(chǎn)生很大的充電電流，容易損壞整流二極管。為了限制充電電流，在整流器和濾波電容之間串入限流電流Ra（或電抗），合上電源后，延遲開關(guān)將Ra短路，以免在運行中造成附加損耗。濾波電容器往往在PWM裝置的體積和重量中占有不小的份額，因此電容器容量的選擇是PWM裝置設(shè)計中的重要問題。但對于PWM變換器中的濾波電容器來說，具作用除濾波外，還有當(dāng)電機制動時吸收運行系統(tǒng)動能的作用。由于直流電流靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端的電壓升高，稱作“泵升電壓”。一般來說。是由電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調(diào)速系統(tǒng)所需的電容量達(dá)到數(shù)千微法。而在大容量或負(fù)載有較大慣量的系統(tǒng)中，不可能只靠電容量來限制泵升電壓，這時，可以采用圖2.3中的整流電阻Rb來消耗部分動能。Rb的分流電路靠開關(guān)器件VTb在泵升電壓達(dá)到允許數(shù)值時接通。對于更大容量的系統(tǒng)，為了提高效率，可以在二極管整流器輸出端并接逆變器，把多余的能量逆變后回饋給電網(wǎng)。當(dāng)然，這樣一來，系統(tǒng)就會變得復(fù)雜多了，在這里也就不再介紹了。直流電動機DSP控制和驅(qū)動電路圖2.4是根據(jù)控制原理所設(shè)計的用TMS320LF2407ADSP實現(xiàn)直流電動機調(diào)速的控制和驅(qū)動電路。圖2.4直流電動機DSP控制和驅(qū)動電路圖中采用了H型驅(qū)動電路，通過DSP的PWM輸出引腳PWM1-PWM4輸出的控制信號進行控制。用霍爾電流傳感器檢測電流變化，并通過ADCIN00引腳輸入給DSP，經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換產(chǎn)生電流反饋信號。采用增量式光電編碼器檢測電動機的速度變化，經(jīng)QEP1、QEP2腳輸入給DSP，獲得速度反饋信號[3]。它還可以很容易地實現(xiàn)位置控制。速度測量速度檢測有模擬和數(shù)字兩種檢測方法。模擬測速一般采用測速發(fā)電機，其輸出電壓不僅表示了轉(zhuǎn)速的大小，還包含了轉(zhuǎn)速的方向，在調(diào)速系統(tǒng)中，轉(zhuǎn)速的方向也是不可缺少的。不過模擬測速方法的精度不夠高，在低速時更為嚴(yán)重。對于要求精度高、調(diào)速范圍大的系統(tǒng)，往往需要采用旋轉(zhuǎn)編碼器測速，即數(shù)字測速。光電式旋轉(zhuǎn)編碼器是轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)角的檢測元件，旋轉(zhuǎn)編碼器與電動機相連，當(dāng)電動機轉(zhuǎn)動時，帶動碼盤旋轉(zhuǎn)，便發(fā)出轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)角信號。旋轉(zhuǎn)編碼器可分為絕對式和增量式兩種。絕對式編碼器在碼盤上分層刻上表示角度的二進制數(shù)碼或循環(huán)碼，通過接受器將該數(shù)碼送入計算機。絕對式編碼器常用于檢測轉(zhuǎn)角，若需得到轉(zhuǎn)速信號，必須對轉(zhuǎn)角進行微分處理。增量式編碼器在碼盤上均勻地刻制一定數(shù)量的光柵，如圖2.5所示，當(dāng)電動機旋轉(zhuǎn)時，碼盤隨之一起轉(zhuǎn)動。通過光柵的作用，持續(xù)不斷地開發(fā)或封閉光通路，因此，在接收裝置的輸出端便得到頻率與轉(zhuǎn)速成正比的方波脈沖序列，從而可以計算轉(zhuǎn)速。圖2.5增量式旋轉(zhuǎn)編碼器示意圖上述脈沖序列正確地反映了轉(zhuǎn)速的高低，但不能鑒別轉(zhuǎn)向。為了獲得轉(zhuǎn)速的方向，可增加一對發(fā)光與接收裝置，使兩對發(fā)光與接收裝置錯開光柵節(jié)距的1/4，則兩組脈沖序列A和B的相位相差90o，如圖2.6所示。正轉(zhuǎn)時A相超前B相；反轉(zhuǎn)時B相超前A相。采用簡單的鑒相電路就可以分辨出方向。圖2.6區(qū)分旋轉(zhuǎn)方向的A、B兩組脈沖序列若碼盤的光柵數(shù)為N，則轉(zhuǎn)速分辨率為1/N，常用得旋轉(zhuǎn)編碼器光柵數(shù)有1024、2048、4096等。采用倍率電路可以有效地提高轉(zhuǎn)速分辨率，而不增加旋轉(zhuǎn)編碼器的光柵數(shù)，一般多采用四倍頻電路[3]。采用旋轉(zhuǎn)編碼器的數(shù)字測速方法有三種：M法、T法和M/T法。（1）M法測速。在一定的時間Tc內(nèi)測取旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1，用以計算這段時間內(nèi)的平均轉(zhuǎn)速，稱作M法測速。把M1除以Tc就得到了旋轉(zhuǎn)編碼器輸出脈沖的頻率f1=M1/Tc,所以又稱頻率法。電動機每轉(zhuǎn)一圈共產(chǎn)生Z個脈沖（Z=倍頻系數(shù)×編碼光柵數(shù)），把f1除以Z就得到電動機的轉(zhuǎn)速。在習(xí)慣上，時間Tc以秒為單位，而轉(zhuǎn)速是以每分鐘的轉(zhuǎn)數(shù)r/min為單位，則電動機的轉(zhuǎn)速為：（2.2）在上式中,Z和Tc均為常值,因此轉(zhuǎn)速n正比于脈沖個數(shù)M1。高速時M1大，量化誤差較小，隨著轉(zhuǎn)速的降低誤差增大，轉(zhuǎn)速過低時M1將小于1，測速裝置便不能正常工作。所以M法測速只適用于高速段。（2）T法測速。在編碼器兩個相鄰輸出脈沖的間隔時間內(nèi)，用一個計數(shù)器對已知頻率為f0的高頻時鐘脈沖進行計數(shù)，并由此來計算轉(zhuǎn)速，稱為T法測速。在這里，測速時間緣于編碼器輸出脈沖的周期，所以又稱周期法。在T法測速中，準(zhǔn)確的測速時間Tt是用所得的高頻時鐘脈沖個數(shù)M2計算出來的，即Tt=M2/f0，則電動機轉(zhuǎn)速為：（2.3）高速時M2小，量化誤差大，隨著轉(zhuǎn)速的降低誤差減小，所以T法測速適用于低速段。（3）M/T法測速。把M法和T法結(jié)合起來，既檢測Tc時間內(nèi)旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1，有檢測同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數(shù)M2，用來計算轉(zhuǎn)速，稱作M/T法測速。設(shè)高頻時鐘脈沖的頻率為f0，則準(zhǔn)確的測速時間Tt=M2/f0，而電動機轉(zhuǎn)速為：（2.4）采用M/T法測速時，應(yīng)保證高頻時鐘脈沖計數(shù)器與旋轉(zhuǎn)編碼器輸出脈沖計數(shù)器同時開啟與關(guān)閉，以減少誤差，只有等到編碼器輸出脈沖前沿到達(dá)時，兩個計數(shù)器才同時允許開始或者停止計數(shù)。由于M/T法的計數(shù)值M1和M2都隨著轉(zhuǎn)速的變化而變化，高速時，相當(dāng)于M法測速，最低速時，M1=1，自動進入T法測速。因此，M/T法測速能適應(yīng)的轉(zhuǎn)速范圍明顯大于前兩種，是目前廣泛應(yīng)用的一種測速方法[3]。綜上所述，本系統(tǒng)的速度測量采用數(shù)字M/T法測速。其中利用T1作為定時器，計時Tc時間產(chǎn)生中斷，旋轉(zhuǎn)編碼器輸出的脈沖個數(shù)M1由口檢測，同一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數(shù)M2由口檢測，最后由轉(zhuǎn)速中斷程序完成轉(zhuǎn)速的測量等等。主電路中參數(shù)計算變壓器二次側(cè)電壓U2的計算U2是一個重要的參數(shù)，選擇過低就會無法保證輸出額定電壓。選擇過大又會造成延遲角α加大，功率因數(shù)變壞，整流元件的耐壓升高，增加了裝置的成本。一般可按下式計算，即：（2.5）式中Udmax--整流電路輸出電壓最大值；nUT--主電路電流回路n個晶閘管正向壓降；C--線路接線方式系數(shù)；Usk--變壓器的短路比，對10～100kVA，Usk；I2/I2N--變壓器二次實際工作電流與額定之比，應(yīng)取最大值[8]。在要求不高場合或近似估算時，可用下式計算，即：（2.6）式中A--理想情況下，α=0°時整流電壓Ud0與二次電壓U2之比，即A=Ud0/U2；B--延遲角為α?xí)r輸出電壓Ud與Ud0之比，即B=Ud/Ud0；ε--電網(wǎng)波動系數(shù)；——考慮各種因數(shù)的安全系數(shù)；根據(jù)設(shè)計要求，采用公式,由表查得；取ε=；α角考慮10°裕量，則B=cosα=取U2=25V。電壓比K=U1/U2=380/25=。一次、二次相電流I1、I2的計算由表查得KI1=，KI2=考慮變壓器勵磁電流得：變壓器容量的計算S1=m1U1I1；（2.7）S2=m2U2I2；（2.8）S=1/2(S1+S2)；（2.9）式中m1、m2--一次側(cè)與二次側(cè)繞組的相數(shù)；由表查得m1=3，m2=3S1=m1U1I1=3×380×=239.4VAS2=m2U2I2=3×25×=VAS=1/2(S1+S2)=1/2（+）=VA2.2.4二極管整流橋VD1-VD4的選擇考慮到工廠的交流電電壓值變化較大，其上限值取25V×(1+5%)=V，其幅值電壓可達(dá)×1.414=37V[8]。山于整流橋中的二極管在承受反向電壓時由兩只二極管串聯(lián)承擔(dān)，因此，選取耐壓為50V、電流為A的整流橋完全可保證安全工作。輸入濾波電容C0的選型研究當(dāng)交流電源停電或漏電一個周期波形時，一般希望整流輸出電壓能維持一定時間后再開始下降，取電源輸出的保持時間td=10ms。根據(jù)能量守恒定律，在td期間輸出的能量是由輸入電容C1釋放供給的，由公式：（2.10）且考慮留有一定的余量，選濾波電容為4700μF[1]。平波電抗器的設(shè)計為了使直流負(fù)載得到平滑的直流電流，通常在整流輸出電路中串入帶有氣隙的鐵心電抗器LD，稱平波電抗器。其主要參數(shù)有流過電抗器的電流一般是已知的，因此電抗器參數(shù)計算主要是電感量的計算。電動機電感量LD和變壓器漏電感量LT電動機電感量LD（單位為mH）可按下式計算：（2.11）式中UD、ID、n－直流電動機電壓、電流和轉(zhuǎn)速，常用額定值代入；p－電動機的磁極對數(shù)；KD－計算系數(shù)。一般無補償電動機取8～12，快速無補償電動機取6～8，有補償電動機取5～6。本設(shè)計中取KD=8、UD=230V、ID=、n=1000r/min、p=1，變壓器漏電感量LT（單位為mH）可按下式計算（2.12）式中KT－計算系數(shù)，查表可得Ush－變壓器的短路比，一般取5~10。本設(shè)計中取KT、Ush=6所以可逆系統(tǒng)中限制環(huán)流電抗器（又稱均衡電抗器），電感量LT（單位為mH）的計算公式為：（2.13）式中Kr－計算系數(shù)，一般取Kr＝K1；K1Ir－要求的環(huán)流值，通常取Ir＝（3％～10％）ID（ID為直流電動機電樞電流）。實際所需的均衡電感量為Lra：Lra=Lr-LT如果均衡電流經(jīng)過變壓器兩相繞組，計算時，Lra應(yīng)代入2LT。一般說來，均衡電抗器Lra和平波電抗器LD分設(shè)的方案比較經(jīng)濟，故采用較為普遍。勵磁電路元件的選擇整流二極管耐壓與主電路晶閘管相同，故取50V。額定電流可查得K=，ID(AV)=(1.5~2)KIi=(1.5~2)××=0.66～可選用ZP型A、100V的二極管。RPL為與電動機配套的磁場變阻器，用來調(diào)節(jié)勵磁電流。為實現(xiàn)弱磁保護，在磁場回路中串入了欠電流繼電器KA，動作電流通過RPI調(diào)整。根據(jù)額定勵磁電流Iex=，可選用吸引線圈電流為的JL14-11ZQ直流欠電流繼電器。系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖整個系統(tǒng)的硬件部分的設(shè)計到此已基本完成，圖為DSP控制雙閉環(huán)直流PWM調(diào)速系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖[1]。3調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計模擬控制雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)電路原理圖圖雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的電路原理圖ASR-轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ACR-電流調(diào)節(jié)器TG-測速發(fā)電機TA-電流互感器UPE-電力電子變換器Un*-轉(zhuǎn)速給定電壓Un-轉(zhuǎn)速反饋電壓Ui*-電流給定電壓Ui-電流反饋電壓在模擬控制中，為了實現(xiàn)轉(zhuǎn)速和電流兩種負(fù)反饋分別起作用，可在系統(tǒng)中設(shè)置兩個調(diào)節(jié)器，分別調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速和電流，即分別引入轉(zhuǎn)速負(fù)反饋和電流負(fù)反饋。兩者之間實行串級連接。為了獲得良好的靜、動態(tài)性能，轉(zhuǎn)速和電流兩個調(diào)節(jié)器一般都采用PI調(diào)節(jié)器，這樣就構(gòu)成的雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的電路原理圖如圖所示。從閉環(huán)結(jié)構(gòu)上看，電流環(huán)在里面，稱作內(nèi)環(huán)；轉(zhuǎn)速環(huán)在外面，稱作外環(huán)。圖中標(biāo)出了兩個調(diào)節(jié)器輸出輸入電壓的實際極性，它們是按照PWM電力電子變換器控制電壓的。圖中還表示了兩個調(diào)節(jié)器的輸出都是帶限幅作用的，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR的輸出限幅電壓Uim*決定了電流給定電壓的最大值；電流調(diào)節(jié)器ACR的輸出限幅電壓Ucm限制了電力電子變換器的最大輸出電壓Udm，這樣的結(jié)構(gòu)對于調(diào)速系統(tǒng)的穩(wěn)定性具有很重要的意義。為了實現(xiàn)轉(zhuǎn)速和電流兩種負(fù)反饋分別起作用，可在系統(tǒng)中設(shè)置兩個調(diào)節(jié)器，分別調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速和電流，即分別引入轉(zhuǎn)速負(fù)反饋和電流負(fù)反饋。二者之間實行嵌套（或稱串級）聯(lián)接如下圖3.2所示。圖3.2轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)ASR—轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ACR—電流調(diào)節(jié)器TG—測速發(fā)電機TA—電流互感器UPE—電力電子變換器系統(tǒng)設(shè)計的一般原則：“先內(nèi)環(huán)后外環(huán)”。從內(nèi)環(huán)開始，逐步向外擴展。在這里，首先設(shè)計電流調(diào)節(jié)器，然后把整個電流環(huán)看作是轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)系統(tǒng)中的一個環(huán)節(jié)，再設(shè)計轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器。調(diào)速系統(tǒng)的靜態(tài)特性和動態(tài)特性分析由生產(chǎn)要求可知，要校正好動態(tài)參數(shù)，應(yīng)該對模擬控制的調(diào)速系統(tǒng)進行靜、動態(tài)分析。實際上，在正常運行時，電流調(diào)節(jié)器是不會達(dá)到飽和狀態(tài)的。因此，對于靜特性來說，只有轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器飽和與不飽和兩種情況。飽和：輸出達(dá)到限幅值當(dāng)調(diào)節(jié)器飽和時，輸出為恒值，輸入量的變化不再影響輸出，除非有反向的輸入信號使調(diào)節(jié)器退出飽和，換句話說，飽和的調(diào)節(jié)器暫時隔斷了輸入和輸出間的聯(lián)系，相當(dāng)于使該調(diào)節(jié)環(huán)開環(huán)；不飽和：輸出未達(dá)到限幅值當(dāng)調(diào)節(jié)器不飽和時，PI作用使輸入偏差電壓在穩(wěn)態(tài)時總是零。雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的靜特性結(jié)構(gòu)圖如圖所示，雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)工作中，當(dāng)兩個調(diào)節(jié)器都不飽和時，各變量之間有下列關(guān)系[1]：（）（3.2）（3.3）這些關(guān)系反映了PI調(diào)節(jié)器不同于P調(diào)節(jié)器的特點。比例環(huán)節(jié)的輸出量總是正比于其輸入量，而PI調(diào)節(jié)器則不然，其輸出量的穩(wěn)態(tài)值與輸入無關(guān)，而是由它后面環(huán)節(jié)的需要決定的。后面需要PI調(diào)節(jié)器提供多么大的輸出值，它就能提供多少，直到飽和為止。根據(jù)各調(diào)節(jié)器的給定與反饋值計算有關(guān)的反饋系數(shù)[1]：轉(zhuǎn)速反饋系數(shù)：（3.4）電流反饋系數(shù)：（）圖3.3雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)結(jié)構(gòu)圖α—轉(zhuǎn)速反饋系數(shù)；β—電流反饋系數(shù)當(dāng)轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器飽和時，ASR輸出達(dá)到限幅值Uim*，轉(zhuǎn)速外環(huán)呈開環(huán)狀態(tài)，轉(zhuǎn)速的變化對系統(tǒng)不再產(chǎn)生影響。雙閉環(huán)系統(tǒng)變成一個電流無靜差的單電流閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)。穩(wěn)態(tài)時：（）式中，最大電流Idm是由設(shè)計者選定的，取決于電機的容許過載能力和拖動系統(tǒng)允許的最大加速度。在分析完調(diào)速系統(tǒng)的靜態(tài)特性并有了基本環(huán)節(jié)組成系統(tǒng)之后，再通過動態(tài)分析，就可以使系統(tǒng)更加完善了。設(shè)置雙閉環(huán)控制的一個重要目標(biāo)就是獲得理想的起動過程波形。這時的起動電流呈方形波，轉(zhuǎn)速按線性增長，這是在最大電流受限制時調(diào)速系統(tǒng)所能獲得的最快的起動過程。雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)突加給定電壓Un*由靜止?fàn)顟B(tài)起動時，轉(zhuǎn)速和電流的動態(tài)時，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器ASR經(jīng)歷了不飽和、飽和、退飽和三種情況。整個動態(tài)過程就分成電流上升階段、恒流升速階段和轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)階段。一般來說，雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)具有比較滿意的動態(tài)性能。對于調(diào)速系統(tǒng)，最重要的動態(tài)性能是抗擾性能。主要是抗負(fù)載擾動和抗電網(wǎng)電壓擾動的性能。雙閉環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)抗負(fù)載擾動如圖3.4所示。圖直流調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)抗負(fù)載擾作用調(diào)速系統(tǒng)調(diào)節(jié)器設(shè)計對于動態(tài)結(jié)構(gòu)中的轉(zhuǎn)速和電流調(diào)節(jié)器，可按一般工程設(shè)計方法設(shè)計，電流內(nèi)環(huán)按典型I型系統(tǒng)設(shè)計，轉(zhuǎn)速外環(huán)按典型II型系統(tǒng)設(shè)計[1]。由給定的生產(chǎn)條件和調(diào)速系統(tǒng)的要求，計算出電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)Ki和超前時間常數(shù)τi以及轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)Kn和其超前時間常數(shù)τn。然后，再分別求出電流和轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的電路電阻值和電容值，確定調(diào)節(jié)器的型號。電流調(diào)節(jié)器設(shè)計電流調(diào)節(jié)器的作用有兩個：一個是在起動和大范圍加減速時起電流調(diào)節(jié)和限幅作用。因為此時速度調(diào)節(jié)器呈飽和狀態(tài)，其輸出信號一般作為極限給定值加到電流調(diào)節(jié)器上，電流調(diào)節(jié)器的作用結(jié)果是使繞組電流迅速達(dá)到并穩(wěn)定在其最大值上，從而實現(xiàn)快速加減速和電流限流作用。電流調(diào)節(jié)器的另一個作用是使系統(tǒng)的抗電源擾動和負(fù)載擾動的能力增強。如果沒有電流環(huán)，擾動會使繞組電流隨之波動，使電動機的速度受影響。如果有電流環(huán)，由于電流時間常數(shù)較小，電流調(diào)節(jié)器會使受擾動的電流很快穩(wěn)定下來，不至于發(fā)展到對速度產(chǎn)生大的影響。因此使系統(tǒng)的快速性和穩(wěn)定性得到改善。如圖3.5所示為電流環(huán)的動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖，其控制對象的傳遞函數(shù)為：（3.7）圖3.5電流環(huán)動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖顯然電流環(huán)的控制對象為一個雙慣性環(huán)節(jié)。電流環(huán)在系統(tǒng)中的主要作用是抗電網(wǎng)電壓的干擾，設(shè)計時，校正成典型I型系統(tǒng)，因此，電流調(diào)節(jié)器選用PI型，其傳遞函數(shù)形式為：（3.8）式中Ki—電流調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)；τi—電流調(diào)節(jié)器的超前時間常數(shù)。電流調(diào)節(jié)器的參數(shù)計算如下：(1)確定時間常數(shù)由課題的主要內(nèi)容可知，整流裝置滯后時間Ts，電流濾波時間常數(shù)Toi，則電流環(huán)小時間常數(shù)之和T∑i=Ts+Toi。(2)確定電流反饋系數(shù)由直流調(diào)速系統(tǒng)的靜特性可知：β=Uim*/Idm=10V/N(3)選擇電流調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)設(shè)計指標(biāo)要求電流超調(diào)量σi≤5%，并保證穩(wěn)態(tài)無靜差，可按典型I型系統(tǒng)設(shè)計電流調(diào)節(jié)器。以為電流環(huán)控制對象是雙慣性型的，故采用PI型電流調(diào)節(jié)器，其傳遞函數(shù)為WACR(S)=Ki(τis+1)/τi檢查對電源電壓的抗擾性能：T1，由此可知對于典型I型系統(tǒng)動態(tài)抗擾性能的各項指標(biāo)是滿足要求的。(4)計算電流調(diào)節(jié)器參數(shù)電流調(diào)節(jié)器超前時間常數(shù)τi=T1；電流環(huán)開環(huán)增KI：要求σi≤5%時，則應(yīng)取KI，因此KI=0.5/T∑i=250s-1；于是，ACR的比例系數(shù)為：Ki=KIτiR/Ks。(5)檢驗近似條件電流環(huán)截止頻率Wci=KI=250s-1；電力晶體管整流裝置傳遞函數(shù)的近似條件：1/3Tss-1>Wci，滿足近似條件。忽略反電動勢變化對電流環(huán)動態(tài)影響的條件：3=s-1<Wci，滿足近似條件。電流環(huán)小時間常數(shù)近似處理的條件：1/3=1/3=333.3>Wci滿足近似條件。(6)計算電流調(diào)節(jié)器的電阻和電容按所用運算放大器取Ro=40kΩ，各電阻和電容值為：Ri=KiRo=4.63×40=185.2kΩ，取190kΩ；Ci=τi/Ri=0.015/190×1000=0.079×10-6FμF，取μFCoi=4Toi/Ro=4×0.001/40×103F=0.1×10-6F按照上述參數(shù)，電流環(huán)可以達(dá)到的動態(tài)跟隨性能指標(biāo)為σi=4.3%<5%，滿足設(shè)計要求。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器設(shè)計設(shè)計轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的方法與設(shè)計電流調(diào)節(jié)器一樣，先要根據(jù)控制對象的傳遞函數(shù)以及所要校正成的系統(tǒng)類型選擇調(diào)節(jié)器。有一點不一樣，在轉(zhuǎn)速環(huán)內(nèi)要包括電流環(huán)，所以首先要求出電流環(huán)的等效傳遞函數(shù)，其基本形式如下：（3.9）這樣原來的雙慣性環(huán)節(jié)經(jīng)等效化簡后變成了一階慣性環(huán)節(jié)。用等效環(huán)代替電流環(huán)后，轉(zhuǎn)速環(huán)的動態(tài)結(jié)構(gòu)構(gòu)圖如圖3.6所示。為了實現(xiàn)轉(zhuǎn)速無靜差，在調(diào)節(jié)器中應(yīng)有積分環(huán)節(jié)，由圖中可看到，在擾動作用點后面已經(jīng)有一個積分環(huán)節(jié)了，因此應(yīng)該設(shè)計成典型II型系統(tǒng)，同時也滿足了系統(tǒng)抗負(fù)載擾動的性能要求。由此可見，轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器也應(yīng)該選PI調(diào)節(jié)器。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的作用是他是調(diào)速系統(tǒng)的主導(dǎo)調(diào)節(jié)器，它使轉(zhuǎn)速n很快地跟隨給定電壓Un*變化，穩(wěn)態(tài)時可以減小轉(zhuǎn)速誤差，并且對負(fù)載變化起抗擾作用，其輸出限副值決定電動機允許的最大電流。圖3.6轉(zhuǎn)速環(huán)動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的參數(shù)計算如下：（1）確定時間常數(shù)電流環(huán)等效時間常數(shù)1/KI：由KI得1/KI；轉(zhuǎn)速濾波時間常數(shù)Ton：Ton=s；轉(zhuǎn)速環(huán)小時間常數(shù)T∑n：按小時間常數(shù)近似處理，取T∑n=1/KI+Tons。確定轉(zhuǎn)速反饋系數(shù)：α=Unm*/nmax（2）選擇轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)按照設(shè)計要求選用PI調(diào)節(jié)器，其傳遞函數(shù)為WASR(S)=Kn(τns+1)/τns（3）計算轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器參數(shù)按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取h=5，則ASR的超前時間常數(shù)為：τn=；轉(zhuǎn)速開環(huán)增益KN=（h+1）/2h2T∑n2=(1+5)/2×522=1481s-2ASR的比例系數(shù)：Kn=(h+1)βCeTm/2hαRT∑n=6×1.35×0.12×0.2/10×0.05×0.009×8=5.4（4）檢驗近似條件：轉(zhuǎn)速環(huán)截止頻率為：WcnKN/W1=KNτns-1；電流環(huán)傳遞函數(shù)簡化條件為：1/3=1/3-1>Wcn，滿足簡化條件。轉(zhuǎn)速環(huán)小時間常數(shù)近似處理條件為：1/3=1/3=751s-1>Wcn，滿足簡化條件。（5）計算調(diào)節(jié)器的電阻和電容：取R0=40KΩ，則Rn=KnR0=5.4×40=216kΩ；Cnτn/Rn=0.045/220×1000F，?。籆on4Ton/R0=4×0.005/40×10-6F=0.5×10-6FμF，取μ（6）校核轉(zhuǎn)速超調(diào)量和過渡過程時間：因為當(dāng)h=5時，查表可知σn=37.6%，不能滿足設(shè)計要求。實際上，由于所查數(shù)據(jù)是按線性系統(tǒng)計算的，而突加階躍給定時，ASR飽和，不符合線性系統(tǒng)的前提，因此應(yīng)該按ASR退飽和的情況重新計算超調(diào)量，則有：Σn=2×81.2%×2×3.7×8×0.009/0.12×200×0.2=18.02%<20%，能滿足設(shè)計要求。過渡過程時間tss，滿足設(shè)計要求。

4軟件設(shè)計程序流程圖調(diào)速系統(tǒng)的軟件設(shè)計由三部分組成：主程序、初始化程序和中斷服務(wù)子程序。下面將介紹各部分程序的流程圖。（1）主程序主程序完成實時性要求不高的功能，完成系統(tǒng)初始化后，實現(xiàn)鍵盤處理、刷新處理與上位計算機和其他外設(shè)通信等功能。其流程圖如圖4.1所示。圖4.1主程序框圖圖4.2初始化子程序框圖（2）初始化子程序初始化程序主要完成硬件器件工作方式的設(shè)定、系統(tǒng)運行參數(shù)和變量的初始化等。其流程圖如圖4.2所示。（3）中斷服務(wù)子程序中斷服務(wù)子程序主要完成實時性強的功能，如故障保護、PWM生成、狀態(tài)檢測和數(shù)字PI調(diào)節(jié)等。中斷服務(wù)子程序由相應(yīng)的中斷源提出申請，CPU實時響應(yīng)。它包括了三種中斷服務(wù)，其中轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)中斷服務(wù)子程序流程圖如圖4.3所示，電流調(diào)節(jié)中斷服務(wù)子程序流程圖如圖4.4所示，故障保護中斷服務(wù)子程序流程圖如圖4.5所示。保護現(xiàn)場保護現(xiàn)場讀入轉(zhuǎn)速給定計算轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)允許測速恢復(fù)現(xiàn)場中斷返回保護現(xiàn)場讀入電流反饋電流調(diào)節(jié)PWM生成啟動A/D轉(zhuǎn)換恢復(fù)現(xiàn)場中斷返回封鎖PWM輸出等待系統(tǒng)復(fù)位故障報警顯示故障原因分析、判斷故障原因圖4.3轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)中斷服務(wù)子程序框圖圖4.4電流調(diào)節(jié)中斷服務(wù)子程序框圖圖4.5故障保護中斷服務(wù)子程序框圖通過分析這些程序流程圖，可以為后面的軟件設(shè)計理清思路，把準(zhǔn)備工作做好那么在后面的軟件設(shè)計中，將要對模擬PI調(diào)節(jié)器進行數(shù)字化，再分析對通用定時器、比較單元、增量式光電編碼器接口與捕獲單元等功能模塊進行介紹和分析。TMS320LF2407ADSP的結(jié)構(gòu)介紹[9]TMS329LF2407ADSP屬于TI公司TMS329C2000系列定點DSP中的C24xx產(chǎn)品系列。該系列產(chǎn)品還有TMS329LF2401A、2402A、2403A、2406A和TMS329LC2401A、2402A、2404A、2406A。C24xx系列DSP兼容早期的C24xx系列DSP。其中“LF”代表內(nèi)，“LC”代表低電壓CM9STMS320LF2407ADSP有如下特點：（1）由于采用了高性能的靜態(tài)CMOS制造技術(shù)，因此給DSP具有低功耗和高速度的特點。工作電壓，有4種低功耗工作方式。單指令周期最短為25ns(40MHz),最高運算速度可達(dá)40MIPS，四級指令執(zhí)行流水線。低功耗有利于電池的應(yīng)用場合；而高速度非常使用于電動機的實時控制。（2）由于采用了TMS320C2xxDSPCPU內(nèi)核，因此保證了與TMS320C24x系列DSP的代碼兼容性。（3）片內(nèi)繼承了32K字的Flash程序存儲器、2K字的單口RAM、544字的雙口RAM。因而使該芯片可用于產(chǎn)品開發(fā)?？删幊痰拿艽a保護能夠充分的維護擁護的知識產(chǎn)權(quán)。（4）提供外擴展64K字程序存儲器、64K字?jǐn)?shù)據(jù)存儲器、64字I/O的能力。（5）兩個專用于電動機控制的時間管理器（EV），每一個都包含：2個16位通用定時器；8個16位脈寬調(diào)制（PWM）輸出通道；1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳PDPINTx(其狀態(tài)可從COMCONx寄存器獲得)；可防止上下橋臂直通的可編程死區(qū)功能；3個捕捉單元；1個增量式光電位置編碼器接口。（6）可編程看門狗定時器，保證程序運行的安全性。（7）16通道10為A/D轉(zhuǎn)換器，具有可編程自動排序功能，4個啟動A/D轉(zhuǎn)換的觸發(fā)源，最快A/D轉(zhuǎn)換時間為375ns。（8）32位累加器和32位中央算術(shù)邏輯單元（CALU）；16位×16位并行乘法器，可實現(xiàn)單指令周期的乘法運算；5個外部中斷。（9）串行借口SPI和SCI模塊。（10）很寬的工作溫度范圍，普通級：-40℃~85℃；特殊級：-40℃TMS329LF2407ADSP的結(jié)構(gòu)才用了改進的哈佛結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)支持分離的程序和數(shù)據(jù)總線。這樣的結(jié)構(gòu)使取指令、執(zhí)行指令、數(shù)據(jù)傳送和外設(shè)控制可以并行進行，因此可以擊打的提供工作速度。2407ADSP可以分成三部分：DSP內(nèi)核、存儲器和外圍設(shè)備。其功能結(jié)構(gòu)圖如圖所示。DSP內(nèi)核是DSP的核心，它擔(dān)負(fù)著數(shù)據(jù)運算、信號處理的任務(wù)。它包括了累器、狀態(tài)寄存器S0和S1、中央算術(shù)邏輯單元CALU、輔助寄存器、乘法器、移位器臨時寄存器T和乘積寄存器P。存儲器包括了32K字的Flash程序存儲器、2K字的單口RAM和544字的雙口RAM（DAAM）。外圍設(shè)備指的是DSP芯片中集成的除內(nèi)核以外的功能模塊，習(xí)慣上稱之為外設(shè)。它包括了事件管理器、ADC轉(zhuǎn)換器、SPI和SCI串行接口、CAN接口等。其中，在這里特別說明一下事件管理器，TMS320LF2407A中的時間管理器（EV）是專門為電動機控制而設(shè)計的專用模塊。下面具體介紹事件管理器的結(jié)構(gòu)功能：TMS320LF2407ADSP有兩個相互獨立的事件管理器EVA和EVB，結(jié)構(gòu)功能完全相同，每個都有16位通用定時器、8個16位的PWM圖4.10TMS320LF2407A模塊結(jié)構(gòu)通道，三個比較單元，三個捕獲單元，兩路正交編碼脈沖電路QEP及計數(shù)方向和外部時鐘輸入，16通道的10位的最小轉(zhuǎn)換時間375ns的A/D轉(zhuǎn)換器。由于事件管理器EVA和EVB，結(jié)構(gòu)功能一樣，下面就只介紹一下管理器模塊A（EVA）的結(jié)構(gòu)功能。事件管理器A有Timer1和Timer2兩個通用定時器，它們有如下功能：（1）作為常規(guī)的定時/計數(shù)器使用；（2）用于在TxPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調(diào)的PWM波；（3）與捕捉模塊結(jié)合測量CAPx引腳上的脈寬；（4）定時器1與比較模塊配合產(chǎn)生死區(qū)可調(diào)的6個PWM控制信號；（5）定時器2可服務(wù)于增量式光電編碼器接口，測量電動機的轉(zhuǎn)向、角位移和轉(zhuǎn)速；（6）啟動A/D轉(zhuǎn)速。每個通用定時器包括：一個可讀寫的16位定時器增/減計數(shù)器TxCNT；一個可讀寫的16位定時器比較寄存器TxCMPR；一個可讀寫的16位定時器周期寄存器TxPR；一個可讀寫16位的定時器控制寄存器TxCR；可選擇的內(nèi)部或外部時鐘；4可屏蔽中斷——下溢、上溢、定時器比較和周期中斷。每個通用定時器有四種可選擇的操作模式：停止/保持模式；連續(xù)遞增記數(shù)模式；定向增減記數(shù)模式；連續(xù)增減記數(shù)模式。利用這些操作模式可以產(chǎn)生周期可變和固定的各種鋸齒波及三角波。定時器比較寄存器和這些波形進行比較就可以產(chǎn)生各種PWM輸出，稱之為波形發(fā)生器。通過配置GPTCONA/B寄存器中的相應(yīng)位來規(guī)定高有效、低有效、強制高、強制低，這樣就可以控制波形發(fā)生器的輸出，以生成不同類型功率設(shè)備所需的PWM波形，每個通用定時器都提供一個獨立的PWM輸出通道。事件管理器A有3個比較單元，1個比較單元、1個比較控制寄存器COMCONx和一個比較方式控制寄存器ACTRx。每個比較單元都有一個比較寄存器CMPRx，以及2個PWM輸出引腳。這一套組合可以使事件管理器產(chǎn)生6個帶死區(qū)的PWM輸出，用于控制三相逆變橋。比較單元的操作功能與定時器比較積存器的操作功能相似。當(dāng)定時器的計數(shù)值與比較單元的比較寄存器相等時，就會在該比較單元的兩個PWM引腳上產(chǎn)生跳變（兩個引腳的跳變與比較方式寄存器ACTRx的設(shè)置有關(guān)），并經(jīng)過1個CPU時鐘后發(fā)出比較中斷申請。比較單元受比較控制寄存器和比較方式寄存器控制，通過這些寄存器可以設(shè)置比較輸出是否允許、比較值和方式寄存器的重載條件、PWM引腳輸出方式等。增量式光電編碼器是電動機控制中的常用傳感器，用于測量電動機輸出的角位移和轉(zhuǎn)速等信息，作為閉環(huán)控制的反饋量。TMS320LF2407ADSP提供了與這種編碼器的接口電路。在事件管理器A中，它的編碼器接口電路使用了定時器2作為可逆計數(shù)器，來計數(shù)編碼脈沖的個數(shù)。編碼脈沖通過2個引腳QEP1/CAP1和QEP2/CAP2輸入到芯片內(nèi)部。這兩個引腳是與捕捉單元1、2復(fù)用的引腳，因此在使用編碼器接口電路時，要禁止捕捉功能。編碼器接口電路利用輸入編碼脈沖的4個邊沿加工成4倍頻的計數(shù)脈沖信號和計數(shù)方向信號。4倍頻的計數(shù)脈沖信號有利于提高電動機角位置和角位移信號的分辨率。計數(shù)方向信號自動地控制定時器2的計數(shù)方向，而計數(shù)方向引腳TDIRA這時不起作用。在事件管理器A模塊中，對增量式編碼器脈沖電路寄存器的設(shè)置如下：將所需的值裝載到定時器2的計數(shù)器、周期和比較寄存器中；設(shè)置T2CON為定向增/減計數(shù)方式，編碼脈沖電路作為時鐘源，并允許定時器2。捕捉單元可用于測量捕捉引腳上輸入信號的兩個相鄰跳變間的時間間隔，因此可以測量輸入信號的頻率或周期。事件管理器A模塊有三個捕捉單元，每個捕捉單元都有相應(yīng)的引腳CAPx，它們可以選擇定時器1或2作為計數(shù)時鐘，但CAP1、CAP2必須使用相同的計數(shù)時鐘。每個捕捉單元都有一個2級先入先出（FIFO）堆棧，分為頂層堆棧（CAPxFIFO）和低層堆棧（CAPxFBOT）。當(dāng)輸入引腳上的信號發(fā)生指定跳變時，捕捉單元自動地將定時器的計數(shù)值（TxCNT）保存到堆棧中，并置中斷標(biāo)志位。頂層堆棧保存舊的計數(shù)值。當(dāng)對堆棧進行讀操作時，總是讀取頂層堆棧的舊值，而同時低層堆棧自動地進入頂層堆棧，所以讀操作可以清空堆棧。捕捉單元有兩種寄存器，一個是捕捉控制寄存器（CAPCONA/B），另一個是捕捉FIFO狀態(tài)寄存器（CAPFIFOA/B）。定點DSP的數(shù)據(jù)線Q格式表示方法TMS320LF2407A是定點DSP，而不是浮點DSP。因此在對含有小數(shù)這樣的實數(shù)進行運算時，就必須采用Q格式對數(shù)據(jù)進行規(guī)格化處理。如果一個16位數(shù)被規(guī)格化為QK格式，它的一般表達(dá)式為：Z=b15-K215-K+b14-K214-K+…+b0+b-12-1+b-22-2+…+b-K2-K()這里K暗中包括了小數(shù)的位數(shù)[10]。實質(zhì)上，QK格式是將一個放大了2K倍，然后舍去了剩于小數(shù)，形成一個全是整數(shù)的替代數(shù)。這樣，這個數(shù)才可以進行能夠保證一定精度的定點運算。一個數(shù)的小數(shù)部分的多少會影響這個數(shù)的精度，而它的整數(shù)部分會影響這個數(shù)的動態(tài)變換范圍。既要保證足夠的精度，又要保證足夠的范圍，對于位數(shù)一定的數(shù)據(jù)來講，這是一對矛盾。因此，在最初設(shè)計時，一般原則是先估計一個數(shù)的變化范圍，然后再去設(shè)計這個數(shù)的精度表示，如果精度不夠，可以用擴大數(shù)的方法來彌補，最終給出一個滿意的Q格式數(shù)據(jù)[11]。數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的DSP實現(xiàn)方法[1]在小節(jié)中，已經(jīng)先按模擬系統(tǒng)的設(shè)計方法設(shè)計好轉(zhuǎn)速和電流調(diào)節(jié)器。常規(guī)的模擬PI控制系統(tǒng)原理框圖見圖。該系統(tǒng)由模擬PI調(diào)節(jié)器和被控對象組成。圖中，r(t)是給定值，y(t)是系統(tǒng)的實際輸出值，給定值與實際輸出值構(gòu)成控制偏差e(t)。e(t)=r(t)-y(t)（）圖4.10模擬PI控制系統(tǒng)原理框圖e(t)作為PI調(diào)節(jié)器的輸入，u(t)作為PI調(diào)節(jié)器的輸出和被控對象的輸入。所以模擬PI調(diào)節(jié)器的控制規(guī)律為：（4.3）式中KP—比例系數(shù)；TI—積分常數(shù)；采用DSP對電動機進行控制時，使用的是數(shù)字PI調(diào)節(jié)器，而不是模擬PI調(diào)節(jié)器，也就是說用程序取代PI模擬電路，用軟件取代硬件。將式（4.3）離散化處理就可以得到數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的算法（4.4）或（）式中k—采樣序號，k=0，1，2，…；uk—第k次采樣時刻的輸出值；ek—第k次采樣時刻輸入的偏差值；KI—積分系數(shù)，KI=KP/TI；u0—開始進行PI控制的原始初值；將式（4.5）變化一下，令第k次采樣時刻的輸出增量為：（4.6）所以（4.7）或（4.8）式中uk-1—第k-1次采樣時刻的輸出值；ek-1—第k-1次采樣時刻輸入的偏差值；K1—K1=KP+TK1；K2—K2=-KP。用式（4.7）或式（4.8）就可以通過有限次數(shù)的乘法和加法快速地計算PI調(diào)節(jié)器的輸出uk。以下是用（4.8）計算uk的程序代碼：LTEK；T=ek-1MPYK2；K2是Q12格式，P=ek-1K2LACCGIVE；給定值SUBMEASURE；減反饋值SACLEK；保存偏差ekLACCUK，12；uk-1LATEK；ACC=uk-1+ek-1K2，Q12格式，T=ekMPYK1；K1是Q12格式，P=ekK1APAC；ACC=+ek-1K2+ekK1，Q12格式SCAHUK，4；保存為了消除積分飽和帶來的不利影響，可以使用防積分飽和PI調(diào)節(jié)器，其算法如下：U=Rk-1+KPek（4.9）uk=umaxUumax（4.10）uk=uminUumin（4.11）uk=UuminUumax（4.12）Rk=Rk-1+KIek+KC(uk-U)（4.13）式中KI=KPT/TI，T為采樣周期。積分飽和修正系數(shù)KC=KI/KP=T/TI。4.5DSP控制程序的有關(guān)參數(shù)計算完成了PI調(diào)節(jié)器的數(shù)字算法后，接下來我就開始對其控制程序的有關(guān)參數(shù)進行計算。我設(shè)計脈沖編碼器在每個PWM周期（50μs）都對直流調(diào)速系統(tǒng)進行一次電流采樣和電流PI調(diào)節(jié)，因此電流采樣周期與PWM周期相同，以實現(xiàn)實時控制。采用定時器1周期中斷標(biāo)志來啟動A/D轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換結(jié)束后申請ADC中斷。全部控制功能都通過中斷處理子程序來完成。由于速度時間常數(shù)較大，我在本程序中設(shè)計每90個PWM周期（即）對速度進行一次PI調(diào)節(jié)。速度反饋量是按以下方法計算的[12]：在每個PWM周期都通過讀編碼器求一次編碼脈沖增量，并累計。電動機的最高轉(zhuǎn)速是200r/min即10/3r/s。采用1024線的編碼器，經(jīng)DSP四倍頻后每轉(zhuǎn)發(fā)出4096個脈沖。所以在這個轉(zhuǎn)速下，每秒發(fā)出10/34096=40960/3個脈沖。那么發(fā)出的最大脈沖數(shù)為40960/3103。令編碼器脈沖速度轉(zhuǎn)換系數(shù)KSPEED，其Q22格式為KSPEED=222，即10AAAH。用編碼器的脈沖累計值乘以KSPEED就可以得當(dāng)前轉(zhuǎn)速反饋量相對于最高轉(zhuǎn)速比例值n，當(dāng)前轉(zhuǎn)速反饋量等于200n/222。程序中的速度PI調(diào)節(jié)器和電流PI調(diào)節(jié)器的各個參數(shù)可以根據(jù)生產(chǎn)要求在初始化程序中改寫。根據(jù)將模擬PI調(diào)節(jié)器離散化得到數(shù)字PI調(diào)節(jié)器后，求的以下數(shù)字調(diào)節(jié)器的參數(shù)：電流比例系數(shù)I_KP=4A14H，Q12格式；電流積分系數(shù)I_KI=134AAAH，Q12格式；電流積分飽和修正系數(shù)I_KC=000DH，Q12格式；速度比例系數(shù)N_KP=5666H，Q12格式；速度積分系數(shù)N_KI=71000H，Q12格式；速度積分飽和修正系數(shù)N_KC=0199H，Q12格式；電流最大值IMAX=7666H，Q12格式。4.6DSP控制程序程序分為三個部分：初始化程序、T2周期中斷或比較中斷處理子程序、T1周期中斷處理子程序[3]。（1）初始化程序初始化程序主要包括對變量和系統(tǒng)設(shè)置進行初始化，本例還將轉(zhuǎn)子起始位置初始化程序放在初始化程序中。如果要求電動機頻繁啟動，可將轉(zhuǎn)子起始位置初始化程序放入主模塊中。對系統(tǒng)的設(shè)置包括：開INT2、INT3中斷；T1定時器設(shè)置為連續(xù)增計數(shù)方式；PMW頻率為25KHz；PWM占空比初值為100%，以使對通電想通電的瞬間相電流能夠快速上升。（2）T2周期中斷或比較中斷處理子程序T2周期中斷或比較中斷都使用同一個中斷入口INT3，因此可以很容易地實現(xiàn)共同用一個中斷處理子程序。該子程序只做兩件事：第一件事是置允許換相標(biāo)志；第二件事是使T2計數(shù)器T2CNT重新賦初值。（3）周期中斷處理子程序首先根據(jù)換相標(biāo)志判斷是否允許換相。如果允許換相，則根據(jù)轉(zhuǎn)向和當(dāng)前通電相來確定下一個通電相是哪一相。然后進行A/D轉(zhuǎn)換，獲得電流反饋值，對通電相進行電流調(diào)節(jié)控制。通過修改比較方式寄存器ACTRA來實現(xiàn)換相。轉(zhuǎn)速的計算和速度控制程序沒有給出，讀者可參閱前面各章的內(nèi)容自行設(shè)計。表4.1程序中的變量含義名稱含義名稱含義ADDRESS換相處理程序地址MIN最大占空比（100%）比較值GPR0當(dāng)前通電相標(biāo)志（.4—A.B.C.D）COMACA/C相比較值GPR2轉(zhuǎn)向標(biāo)志,1為CW,0為CCWCOMBDB/D相比較值GPR3換相標(biāo)志,1為不允許,0為允許CURRACA/C相電流檢測值CMD電流參考值CURRBDB/D相電流檢測值CMDACC相電流參考值NUM電流修正值CMDBDB/D相電流參考值TMP臨時變量MAX最小占空比（0%）比較值以下是四相8/6結(jié)構(gòu)開關(guān)磁阻電動機調(diào)速控制程序：.include“240x.h”.global-c-int0;-------------------------------------以下定義變量-------------------------------------.bssADDRESS,1；換相處理程序地址.bssGPR0,1；當(dāng)前通電相標(biāo)志（.4——）.bssGPR2,1；轉(zhuǎn)向標(biāo)志：1為CW，0為CCW.bssGPR3,1；換相標(biāo)志，1為不允許，0為允許.bssCMD,1；電流參考值.bssCMDAC,1；A/C相電流參考值.bssCMDBD,1；B/D相電流參考值.bssMAX,1；最小占空比（0%）比較值.bssMIN,1；最大占空比（100%）比較值.bssCOMAC,1；A/C相比較值.bssCOMBD,1；B/D相比較值.bssCURRAC,1；A/C相電流檢測值.bssCURRBD,1；B/D相電流檢測值.bssMUN,1；電流修正值.bssTMP，1；臨時變量.bssSTACK，6；軟堆棧初始地址;-------------------------------------定義主向量段-------------------------------------.sect“.vectors”；定義主向量段RESETB–c-int0；地址0000H,復(fù)位，優(yōu)先級1INT1BPHANTOM；地址0002H,INT1，優(yōu)先級4INT2BT1PERIOD-ISP