第四章----地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及-相關(guān)技術(shù)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上第四章 地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及相關(guān)技術(shù)第一節(jié) 地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)組成地震勘探技術(shù)、電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)技術(shù)及信息技術(shù)共同推動(dòng)了地震數(shù)據(jù)采集儀器的不斷發(fā)展和更新?lián)Q代，共經(jīng)歷了模擬光點(diǎn)地震儀、模擬磁帶地震儀、集中式數(shù)字地震儀和分布式遙測(cè)地震儀。一、 集中式地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)：上個(gè)世紀(jì)70年代中期，數(shù)字地震儀的出現(xiàn)，把地震勘探帶入了一個(gè)嶄新的時(shí)代， 出現(xiàn)了以DFSV和SN338為代表的集中式數(shù)字地震儀。集中式地震數(shù)據(jù)采集儀器成功用于野外地震勘探約20年。集中式地震勘探數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的最大特點(diǎn)是：采用IFP與14位逐次逼近型A/D轉(zhuǎn)換器，IFP采用34位增益碼，A/D轉(zhuǎn)換器采用15位（1位

2、符號(hào)位，14位尾數(shù)）逐次逼近型，集中式數(shù)字地震儀動(dòng)態(tài)范圍理論上可達(dá)168dB，但實(shí)際考慮儀器噪聲等因素的影響，儀器的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍一般不超過(guò)120dB。檢波器檢波器記錄邏輯數(shù)字磁帶機(jī)多路轉(zhuǎn)換開關(guān)瞬時(shí)浮點(diǎn)放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換器儀器輸入電路低噪聲前置放大器模 擬濾波器儀器輸入電路低噪聲前置放大器模 擬濾波器 其中：為IFP放大器的增益范圍，n 為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的位數(shù)。二、 分布式遙測(cè)地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng) 把數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的放大器、濾波器、A/D轉(zhuǎn)換器、數(shù)據(jù)傳輸控制邏輯以及整個(gè)控制用CPU做在一個(gè)小箱體內(nèi)，稱為“采集站”，將采集站放置在檢波點(diǎn)上，每個(gè)采集站用小線與18道檢波器連接，各采集站用數(shù)字大線或以無(wú)線方式與中

3、央控制主機(jī)相連，構(gòu)成分布式（Distributed）數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。由于受到采樣間隔和大線重量的限制，集中式地震儀生產(chǎn)道數(shù)一般不超過(guò)120道，適應(yīng)不了三維地震勘探對(duì)道數(shù)的要求。而分布式遙測(cè)地震儀的道數(shù)可達(dá)到上千道甚至上萬(wàn)道，完全能夠滿足三維地震勘探的需要。集中式數(shù)字地震儀的檢波器通過(guò)大線與采集系統(tǒng)連接，由于大線上傳輸?shù)氖悄M信號(hào)，傳輸?shù)木嚯x又比較遠(yuǎn)，因此，信號(hào)易受各種干擾因素的影響。而遙測(cè)地震儀的采集站與中央控制主機(jī)之間傳輸?shù)氖菙?shù)字信號(hào)，采集站和記錄主機(jī)可以靈活組合，可以大大降低信號(hào)傳輸過(guò)程中各種干擾因素的影響。 根據(jù)遙測(cè)地震儀采集站所采用的電路結(jié)構(gòu)形式，采集站又分為早期IFP型采集站和當(dāng)代24

4、位-A/D型采集站。 1、IFP型采集站典型的代表儀器是法國(guó)舍塞爾公司的SN368型地震儀。 IFP型采集站的內(nèi)與集中式地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)基本相同，只是采集站的道數(shù)一般為68道，可以使檢波器通過(guò)較短距離的小線就近接入采集站。采集站中的控制部分一般由CPU完成，控制功能主要包括對(duì)前置放大器增益、濾波器的選擇、多路采樣開關(guān)切換、浮點(diǎn)放大器、A/D轉(zhuǎn)換器、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)以及數(shù)據(jù)傳輸接口的控制。輸 入電 路電路前置放大器高通、陷波低通濾波器多路采樣開關(guān)瞬時(shí)浮點(diǎn)放大器A/D轉(zhuǎn)換器檢波器輸 入電 路前置放大器高通、陷波低通濾波器檢波器 采集站控制電路（CPU）數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器數(shù)據(jù)傳輸接口去前端數(shù)據(jù)指令2、24位-A/D

5、型采集站典型的代表儀器是美國(guó)I/O公司的SYSTEM 2、SYSTEM 2000型地震儀、法國(guó)舍塞爾公司的SN 388、408UL型地震儀。24位-A/D型采集站與IFP型采集站相比，它具有如下特點(diǎn)： （1） 地震檢波器拾取的信號(hào)只經(jīng)過(guò)一級(jí)前放后，直接和24位-A/D轉(zhuǎn)換器連接，模擬信號(hào)傳輸通道大大縮短，有利于降低信號(hào)失真度、提高信噪比； （2）省略了電模擬濾波器，所有濾波均由后續(xù)高性能數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)，這樣在簡(jiǎn)化硬件電路的同時(shí)提高了濾波性能； （3）動(dòng)態(tài)范圍理論上達(dá)到138dB，考慮各種因素的影響，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍接近120dB，可以滿足高分辨率地震勘探對(duì)動(dòng)態(tài)范圍的要求； （4） 由于采集站電路結(jié)

6、構(gòu)簡(jiǎn)單，所用器件可以采用高度集成化的低功耗通用器件，大大降低了采集站的整體體積和功耗，并可以達(dá)到較高的性價(jià)比。第二節(jié) 瞬時(shí)浮點(diǎn)放大技術(shù)一、瞬時(shí)浮點(diǎn)放大器（IFP放大器）的功能提高信號(hào)的記錄精度因?yàn)獒槍?duì)較小的子樣電壓，IFP放大器將對(duì)其采用較大的增益進(jìn)行放大，之后再進(jìn)行A/D量化工作，因此可以降低A/D量化的相對(duì)誤差。擴(kuò)大了儀器的動(dòng)態(tài)范圍IFP放大器的增益是根據(jù)被放大的子樣幅值來(lái)確定的，因此它具有一定的變化范圍（）。與模數(shù)轉(zhuǎn)換器聯(lián)合考慮后，儀器的動(dòng)態(tài)范圍為：一般A/D位數(shù)，代入上式計(jì)算得。三、 IFP放大器實(shí)例（衰減型IFP放大器）衰減型IFP放大器組成及原理這是一種以最大固定增益（）放大同時(shí)配

7、以適當(dāng)衰減來(lái)完成增益調(diào)整的IFP放大器，主要代表儀器為DFSV。是輸出緩沖級(jí)；、和為基本放大級(jí)，增益均為23.68。、和為由電阻網(wǎng)絡(luò)及開關(guān)組成的衰減器，改變衰減系數(shù)可以達(dá)到調(diào)整增益的目的。當(dāng)IFP輸出大于窗口電平上限時(shí)，比較器發(fā)出I=0和D=1，增益調(diào)整計(jì)數(shù)器減1計(jì)數(shù)一次，控制衰減系數(shù)增大，增益減?。划?dāng)IFP輸出小于窗口電平下限時(shí)，比較器發(fā)出I=1和D=0，增益調(diào)整計(jì)數(shù)器加1計(jì)數(shù)一次，控制衰減系數(shù)減小，增益增加；當(dāng)IFP輸出電平處于窗口電平之內(nèi)時(shí)，增益比較器發(fā)出I=0和D=0，增益調(diào)整計(jì)數(shù)器不計(jì)數(shù)，衰減系數(shù)不變，增益也不變。 DFS地震儀IFP放大器從開始，共進(jìn)行八次放大、比較和調(diào)整，增益變化

8、臺(tái)階為，放大、比較和調(diào)整是逐次進(jìn)行的。計(jì)數(shù)器狀態(tài)衰減系數(shù)IFP增益QCQBQAA5A6A70002624242000124242422010222424240112024242610020222428101202024210110202022212111202020214表 4-6 衰減系數(shù)與IFP增益圖4-12 衰減型IFP逐次增益調(diào)整圖 增益比較器電路分析A1為放大器，增益為，A2A5為過(guò)零比較器。，E為浮點(diǎn)放大器輸出的的子樣電壓，則輸入到A2A5的電壓為。A2和A4還輸入+15V標(biāo)準(zhǔn)電壓，A3和A5輸入15V的標(biāo)準(zhǔn)電壓，子樣電壓和標(biāo)準(zhǔn)電壓經(jīng)權(quán)電阻在比較器入口作+_A2+_A3+_A10.

9、75kRAR1DECREASEE/2E1.5k+_A4+_A5INCREASER2R3R4R5R6R7R84.7M4.7M4.7M4.7MABBCDCD+15V15V和，形成A、B、C、D點(diǎn)電位，由該四點(diǎn)電位的極性決定比較器輸出的邏輯電平（A、B、C、D）。增益增加（INCREASE）和增益減?。―ECREASE）指令可表示為 （1）由節(jié)點(diǎn)電位法列出方程組 （2）由式（1）可知，使IFP增益減小的邏輯條件為A=0或B=1，即VA0或VB0，由此可得 (3) 將實(shí)際電阻值代入上式可得： 對(duì)于一個(gè)正子樣，只要其幅值大于+7.11V，增益就減?。换蛘邔?duì)于一個(gè)負(fù)子樣，只要其幅值小于7.11V，增益就減

10、小。由式（1）可知，使IFP增益增加的邏輯條件為C=1和D=0，即VC0和VD0，由此可得 (4) 將電阻值代入上式可得： 對(duì)于一個(gè)正子樣，只要其小于+1.46V，增益就增加；對(duì)于一個(gè)負(fù)子樣，只要其大于1.46V，增益就增加。第三節(jié) 24位A/D轉(zhuǎn)換器目前的高分辨率地震勘探，普遍使用24位A/D型遙測(cè)地震儀，理論動(dòng)態(tài)范圍達(dá)到138Db，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍在110dB120Db。代表儀器為SN388（法國(guó)產(chǎn)）和SYSTEM2000（美國(guó)產(chǎn)），這類地震儀的技術(shù)關(guān)鍵都是在野外采集站中設(shè)置了24位A/D轉(zhuǎn)換器。一、A/D基本理論1.調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)是A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)的基礎(chǔ)，與傳統(tǒng)A/D

11、轉(zhuǎn)換技術(shù)截然不同，調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換器工作的基本動(dòng)作僅僅是將信號(hào)相鄰離散點(diǎn)的差值（）轉(zhuǎn)換為1位二進(jìn)制代碼（0或1），也即現(xiàn)時(shí)子樣電壓A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果僅由前一子樣（已被轉(zhuǎn)換成數(shù)字量）末位加1或減1而成。圖4-16 調(diào)制型 A/D原理示意調(diào)制型A/D轉(zhuǎn)換原理可以結(jié)合圖4-16加以說(shuō)明，x(t)是輸入的連續(xù)模擬電壓信號(hào)，y(t)是輸出的數(shù)字量，y(t)經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換后輸出一個(gè)模擬電壓xp(t)，它代表了前一個(gè)離散點(diǎn)值，由過(guò)采樣保證xp(t)與x(t)相差甚小。當(dāng)x(t) xp(t)>0時(shí)，e(t)>0，D觸發(fā)器輸出1，累加器加1；當(dāng)x(t) xp(t)<0時(shí)，e(t)<0，D觸發(fā)

12、器輸出0，累加器減1。舉例：設(shè)x(t)=20sin78.5t (mV)，信號(hào)頻率為f=12.5Hz，時(shí)間t以ms 為單位，過(guò)采樣頻率為Fs=1000Hz (t=1ms)，Xp(t)的臺(tái)階為=2mV，將計(jì)算結(jié)果繪制成圖如圖4-17。過(guò)采樣技術(shù)由調(diào)制型 A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)可知，信號(hào)相鄰離散點(diǎn)的差值必須足夠小，否則對(duì)其進(jìn)行1位量化將帶來(lái)較大的誤差。解決的辦法是將采樣頻率提高到信號(hào)頻率的成百上千倍，并稱此為過(guò)采樣。在傳統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)中，采樣定理要求在一圖4-17 輸入信號(hào)與階梯跟蹤信號(hào)個(gè)信號(hào)周期之內(nèi)，離散點(diǎn)數(shù)應(yīng)多于兩個(gè)。而在過(guò)采樣技術(shù)中，一個(gè)信號(hào)周期之內(nèi)應(yīng)有成百上千個(gè)離散點(diǎn)。從上述分析過(guò)程可以看出，xp

13、(t)是一個(gè)階梯電壓，其橫向階梯為過(guò)采樣間隔（t=1/Fs），縱向階梯為一很小的電壓量，整個(gè)A/D量化過(guò)程就是用階梯電壓xp(t)跟蹤連續(xù)模擬電壓x(t)的過(guò)程。在數(shù)學(xué)上，對(duì)微小量的累加就是積分，所以圖4-16中的累加器就是積分器。而階梯信號(hào)xp(t)可以由模擬積分器對(duì)具有一定大小的正負(fù)電壓積分獲得，由此得到調(diào)制型 A/D組成框圖如圖4-18。圖4-18 調(diào)制型 A/D組成框圖數(shù)字濾波技術(shù)數(shù)字濾波器的主要功能是對(duì)高速數(shù)據(jù)流進(jìn)行數(shù)字去假頻濾波和數(shù)據(jù)抽取。由于過(guò)采樣，使得在一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)具有成百上千個(gè)離散點(diǎn)值，所以需要按正常采樣頻率fs對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行抽?。ㄖ夭蓸樱贿^(guò)在重采樣之前必須先進(jìn)行數(shù)字去假頻

14、濾波，以防止在重采樣時(shí)引入假頻干擾（或稱混迭干擾）。4.A/D組成調(diào)制型 A/D存在兩方面缺點(diǎn)和不足，首先當(dāng)輸入為一變化速率過(guò)快的交流信號(hào)時(shí)，產(chǎn)生斜率過(guò)載失真；其次當(dāng)輸入為直流信號(hào)時(shí)，調(diào)制型 A/D輸出為一交流信號(hào)，二者嚴(yán)重不符。解決上述問(wèn)題的辦法是在信號(hào)量化之前對(duì)其積分然后再對(duì)輸出進(jìn)行微分。結(jié)合圖4-18，將兩個(gè)積分器合并為一個(gè)放在輸入加法器之后將兩個(gè)積分器合并為一個(gè)放在輸入加法器之后，在輸出端積分和微分可抵消，得到A/D組成框圖如圖4-19所示。圖4-19 A/D組成A/D的信噪比為： 二、高階-A/D及應(yīng)用二階巴特沃斯A/D，它的信噪比可表示為： 推廣到L階： 在當(dāng)代24位遙測(cè)地震儀中，

15、過(guò)采樣頻率達(dá)到幾百千赫茲，以法國(guó)產(chǎn)SN388遙測(cè)地震儀為例（Fs=320KHz），并且分別取L=3、L=4和L=5，得到信噪比為：滿足勘探精度要求的信噪比應(yīng)不小于120dB，能夠滿足這一要求的最高頻率分別為17Hz、610Hz、1855Hz、3968Hz和6423Hz。當(dāng)采樣率分別是0.25ms、0.5ms、1.0ms和2.0ms時(shí),信號(hào)的最高頻率成分分別為1600Hz、800Hz、圖4-20 二階A/D組成 （4-19）400Hz和200Hz，能夠滿足信噪比在120dB以上的模數(shù)轉(zhuǎn)換器分別是三階、四階和五階A/D，考慮到儀器整體系統(tǒng)的信噪比（瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍）要小于A/D的量化信噪比，所以要求量

16、化信噪比要比120dB大得多，將fB=1600Hz代入（4-19）式計(jì)算出信噪比分別是124.5dB、157.5dB和186.4dB，由此可見選擇四階A/D基本能夠滿足地震勘探的需要。圖4-21 信噪比與信號(hào)頻率關(guān)系曲線圖針對(duì)SN388遙測(cè)地震儀，前置放大器增益分別為0dB、12dB和24dB時(shí)，等效輸入噪聲分別為1.6V、400nV和200nV，折算到模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的噪聲分別為1.6V、1.6V和3.2V，量化階梯電壓=0.2V，24位(一位符號(hào))A/D的滿標(biāo)電壓為(2231)×0.21.68×10V，系統(tǒng)信噪比(瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍)分別為120dB、120dB和114dB。由此

17、可見SN388遙測(cè)地震儀采用四階24位A/D轉(zhuǎn)換，基本滿足了高分辨率地震勘探對(duì)瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍與信噪比的需要。三、數(shù)字濾波器的作用及原理1.計(jì)算過(guò)采樣的離散點(diǎn)值。這一過(guò)程相當(dāng)于累加，之后再進(jìn)行微分運(yùn)算，輸出是24位高速數(shù)據(jù)流；2.按重采樣頻率的要求進(jìn)行數(shù)字去假頻濾波運(yùn)算。濾波器的截止頻率fc=0.4/Ts，Ts是儀器指標(biāo)參數(shù)中的采樣率，SN388儀器的采樣率分別是0.25ms、圖4-22去假頻濾波器振幅特性0.5ms、1.0ms、2.0ms, 所以fc分別為1600Hz、800Hz、400Hz和200Hz。梳狀濾波器的第一個(gè)通帶具有良好的低通特性，所以用普通低通濾波器將其高端濾除后將獲得更加理想的

18、低通濾波器。梳狀濾波器的振幅特性表示為 取Fs4000Hz，Ts=1ms采樣，則去假頻濾波器的截止頻率為fc=400Hz，所以應(yīng)取5。3.數(shù)據(jù)抽取。針對(duì)SN388儀器，在數(shù)字去假頻濾波之前有兩次抽取，使其數(shù)據(jù)速率降為4000Hz，相當(dāng)于將過(guò)采樣頻率降至Fs4000Hz，之后再按fc=400Hz（1ms采樣）進(jìn)行數(shù)字去假頻濾波，最后進(jìn)行1/4抽取，使得輸出相當(dāng)于1ms采樣的離散信號(hào)。圖4-23 去假頻濾波及數(shù)據(jù)抽取過(guò)程第四節(jié) 合一型模擬/浮點(diǎn)數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)SN348、SN368數(shù)字地震儀的信號(hào)采樣、浮點(diǎn)放大、模數(shù)轉(zhuǎn)換由同一電路分階段完成，該電路稱為合一型模擬/浮點(diǎn)數(shù)轉(zhuǎn)換電路，又稱編碼放大器。編碼放大

19、器的每一次工作循環(huán)包括四個(gè)階段：零漂和信號(hào)采樣、浮點(diǎn)放大、模數(shù)轉(zhuǎn)換和復(fù)位，從掌握其工作原理的角度出發(fā)，重點(diǎn)是浮點(diǎn)放大和模數(shù)轉(zhuǎn)換階段。一、編碼放大器浮點(diǎn)放大階段此階段最多有七個(gè)節(jié)拍，第1、3、5、7個(gè)節(jié)拍時(shí)，開關(guān)、置位置“1” ，第2、4、6個(gè)節(jié)拍時(shí)，開關(guān)、置位置“2” 。開關(guān)置“1”時(shí)，電容C1上存儲(chǔ)的電壓放大4倍后存儲(chǔ)在C2上；開關(guān)置“2”時(shí)，電容C2上存儲(chǔ)的電壓放大4倍后存儲(chǔ)在C1上。初始時(shí)信號(hào)電壓存儲(chǔ)在C1上，這樣信號(hào)電壓從第一個(gè)節(jié)拍開始，每來(lái)一個(gè)節(jié)拍，信號(hào)電壓就被放大4倍（循環(huán)放大）：第一節(jié)拍： 第二節(jié)拍： 第三節(jié)拍： 第四節(jié)拍： 圖4-70 編碼放大器浮點(diǎn)放大階段等效電路第五節(jié)拍：

20、第六節(jié)拍： 第七節(jié)拍： 以上是循環(huán)放大的全部過(guò)程，在實(shí)際工作過(guò)程中，每個(gè)節(jié)拍過(guò)后，放大器的輸出與模數(shù)轉(zhuǎn)換器的四分之一滿標(biāo)值進(jìn)行比較，當(dāng)放大器的輸出大于四分之一滿圖4-71 編碼放大器浮點(diǎn)放大增益調(diào)整圖標(biāo)值時(shí)，增益比較器輸出邏輯“1”控制循環(huán)放大過(guò)程停止。此時(shí)，信號(hào)電壓獲得的增益值便為“最佳增益值” ，其中J為循環(huán)放大的次數(shù)。二、編碼放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換階段模數(shù)轉(zhuǎn)換階段共有15個(gè)節(jié)拍，第一個(gè)節(jié)拍判定子樣的符號(hào)，后14個(gè)節(jié)拍進(jìn)行量化工作。在量化期間，放大器的反相端輸入為電源電壓，放大器對(duì)其進(jìn)行倍放大；放大器（AR1）的同相端輸入為儲(chǔ)存在C1或C2上的電壓，放大器對(duì)其進(jìn)行+2倍放大。在放大器的輸出端，放大

21、+2倍的存儲(chǔ)電壓與電源電壓進(jìn)行相減運(yùn)算，差值電壓一方面去極性比較器，以判斷取舍；另一方面差值電壓被存儲(chǔ)在C1或C2上。起初時(shí)，被量化的子樣電壓存儲(chǔ)在C1上，第一次比較時(shí)子樣電壓放大兩倍后與電源電壓相減，等效成電源電壓除2，相當(dāng)于加入第一個(gè)權(quán)電壓；第二次比較時(shí)差值電壓放大兩倍（子樣電壓放大4倍），等效成電源電壓除，相當(dāng)于加入第二個(gè)權(quán)電壓。依此類推，第14次比較時(shí)差值電壓放大兩倍（子樣電壓放大倍），等效成電源電壓除，相當(dāng)于加入第十四個(gè)權(quán)電壓。 圖 4-72 編碼放大器模數(shù)轉(zhuǎn)換階段等效電路電源電壓除21、22、23、24、25、26、27、28、29、210、211、212、213、214的結(jié)果剛好

22、是由大到小的以系列權(quán)電壓。第1、3、5、7、9、11、13、15節(jié)拍時(shí)，開關(guān)、置位置“2” ，第2、4、6、8、10、12、14節(jié)拍時(shí)，開關(guān)、置位置“1” 。開關(guān)的位置取決于子樣電壓或差值電壓的極性。1、量化正子樣電壓第一節(jié)拍：開關(guān)斷開，、置位置“2”，子樣電壓（V0）先前存儲(chǔ)在C2上經(jīng)AR1 1：1跟隨輸出，使BRL=1，代表為正子樣電壓。同時(shí)，子樣電壓存儲(chǔ)在C1上。第二節(jié)拍：由于是正子樣，決定了開關(guān)S3接+E（A/D滿標(biāo)）電源，開關(guān)、置位置“1” ，C1上的存儲(chǔ)電壓V0和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V1存儲(chǔ)在C2上，當(dāng)V10時(shí)BRL=1，判斷為?。划?dāng)V10時(shí)BRL=0，判斷為舍。第三節(jié)拍

23、：、置位置“2”，若上一個(gè)節(jié)拍時(shí)BRL=1，則開關(guān)S3接+E電源，C2上的存儲(chǔ)電壓V1和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 若上一個(gè)節(jié)拍時(shí)BRL=0，則開關(guān)S3接E電源，C2上的存儲(chǔ)電壓V1和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V2存儲(chǔ)在C1上，當(dāng)V20時(shí)BRL=1，判斷為取；當(dāng)V20時(shí)BRL=0，判斷為舍。上述過(guò)程一直進(jìn)行到第十五個(gè)節(jié)拍，當(dāng)子樣為正滿標(biāo)時(shí)，第十五節(jié)拍時(shí)表示為： 量化正子樣電壓的工作規(guī)律為：判斷為取時(shí)，下一個(gè)節(jié)拍接正電源（+E），將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)于加入下一位權(quán)電壓；判斷為舍時(shí)，下一個(gè)節(jié)拍節(jié)負(fù)電源（E），將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)將先前加入的正權(quán)電壓抵消掉一半

24、，剩下的一半為加入的下一位權(quán)電壓。 2、量化負(fù)子樣電壓第一節(jié)拍：開關(guān)斷開，、置位置“2” ，子樣電壓（V0）先前存儲(chǔ)在C2上經(jīng)AR1 1：1跟隨輸出，使BRL=0，代表為負(fù)子樣電壓。同時(shí)，子樣電壓存儲(chǔ)在C1上。第二節(jié)拍：由于是負(fù)子樣，決定了開關(guān)S3接E（A/D滿標(biāo)）電源，開關(guān)、置位置“1”，C1上的存儲(chǔ)電壓V0和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V1存儲(chǔ)在C2上，當(dāng)V10時(shí)BRL=1，判斷為舍；當(dāng)V10時(shí)BRL=0，判斷為取。第三節(jié)拍：、置位置“2”，若上一個(gè)節(jié)拍時(shí)BRL=0，則開關(guān)S3接E電源，C2上的存儲(chǔ)電壓V1和E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 若上一個(gè)節(jié)拍時(shí)BRL=1，則開關(guān)S3接+E電源，C2上

25、的存儲(chǔ)電壓V1和+E電源經(jīng)AR1放大后輸出為 V2存儲(chǔ)在C1上，當(dāng)V20時(shí)BRL=1，判斷為舍；當(dāng)V20時(shí)BRL=0，判斷為取。上述過(guò)程一直進(jìn)行到第十五個(gè)節(jié)拍，當(dāng)子樣為負(fù)滿標(biāo)時(shí)，第十五節(jié)拍時(shí)為 量化負(fù)子樣電壓的工作規(guī)律為：判斷為取時(shí)，下一個(gè)節(jié)拍接負(fù)電源（E），但將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)于加入下一位權(quán)電壓；判斷為舍時(shí)，下一個(gè)節(jié)拍接正電源（+E），但將AR1輸出放大兩倍后再與之比較，相當(dāng)將先前加入的負(fù)權(quán)電壓抵消掉一半，剩下的一半相當(dāng)于加入的下一位權(quán)電壓。第五節(jié) 頻譜整形濾波技術(shù)地層的高頻吸收衰減效應(yīng)是導(dǎo)致深層石油地震勘探分辨率大大降低的主要原因，要想獲得地震勘探的高分辨率，就必須在儀

26、器記錄之前對(duì)地層吸收衰減進(jìn)行補(bǔ)償，所以野外采集記錄時(shí)有必要進(jìn)行高頻提升補(bǔ)償。頻譜整形濾波器（Spectral Shaping FilterSSF）是地震儀采集系統(tǒng)中唯一能對(duì)高頻信號(hào)進(jìn)行一定提升補(bǔ)償?shù)碾娐凡考?，它是I/O公司的專利技術(shù)，從20世紀(jì)90年代初推向市場(chǎng)以來(lái)收到一定效果，但效果并不顯著，主要原因是它對(duì)高頻信號(hào)提升的速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于地層的吸收衰減速率，提升量也很有限（不超過(guò)26dB），還遠(yuǎn)遠(yuǎn)滿足不了高分辨率地震勘探記錄弱高頻信號(hào)的需要。一、頻譜整形濾波器電路分析低于起始頻率時(shí)，其增益為前置放大器預(yù)選的增益；當(dāng)信號(hào)頻率位于起始和終止頻率之間時(shí)，其增益按6dB/oct的速率遞增；當(dāng)高于終止頻率時(shí)，其增益為起始預(yù)選的前放增益和終止頻率所提升的增益之和。頻譜整形濾波器是在前置放大器中加入了由RH、C組成的負(fù)反饋支路，放大器傳遞函數(shù)為： 其中，前置放大器的直流增益為，所以頻譜整形系數(shù)為 其中已考慮到，將代入上式得到：所以頻譜整形系數(shù)的振幅和相位特性為 當(dāng)RH1254，0.8125F，R25056，R11136時(shí)，代入上式得到： 圖4-27 頻譜整形濾波器簡(jiǎn)化原理圖 A 振幅特性 B 相位特性圖4-28 頻譜整形濾波器頻率