PowerMOSFETIC的結(jié)構(gòu)與電氣特性

1、.Power MOSFET IC的結(jié)構(gòu)與電氣特性Power MOSFET IC(以下簡稱為MOSFET)廣泛應(yīng)用在各種電源電路與汽車等領(lǐng)域，雖然最近幾年MOSFET在高速切換(switching)與低ON阻抗化有相當(dāng)?shù)倪M(jìn)展，不過一般認(rèn)為未來MOSFET勢必會朝高性能方向發(fā)展，因此本文要介紹MOSFET IC的構(gòu)造、電氣特性，以及今後技術(shù)發(fā)展動向。MOSFET IC的構(gòu)造圖1是N channel Power MOSFET IC的斷面構(gòu)造，本MOSFET的gate與source之間，亦即gate pad的周圍設(shè)有可以防止靜電破壞的保護二極體，因此它又稱為body diode。馬達(dá)驅(qū)動電路與斷電電源

2、供應(yīng)器(UPS)等DC-AC轉(zhuǎn)換inverter等應(yīng)用的場合，保護二極體可以充分發(fā)揮它的特性。圖1 Power MOSFET IC的構(gòu)造圖2是MOSFET的結(jié)構(gòu)分類，由圖可知MOSFET結(jié)構(gòu)上可以分成縱型與橫型兩種type；縱型type還分成平板(planer)結(jié)構(gòu)與溝槽(trench)結(jié)構(gòu)兩種。表1是上述結(jié)構(gòu)特徵與主要用途一覽。圖2 Power MOSFET IC的分類構(gòu)造縱型橫型區(qū)分低耐壓( 100V以下)高耐壓(planer)低耐壓高耐壓特性planertrench耐高壓化低ON阻抗化低Ciss (低Qg)低Crss (低Qgd )特徵高耐壓、低電流高速、高頻用途DC-DC conver

3、ter驅(qū)動小型馬達(dá)汽車電機AC-DC switching電源UPS電源inverterRF增幅輸出(行動電話)數(shù)百MHz數(shù)GHz 高頻電力增幅(基地臺設(shè)備)表1 Power MOSFET的構(gòu)造與用途縱型構(gòu)造縱型構(gòu)造適用於高耐壓/低ON阻抗MOSFET，目前中/高耐壓(VDSS=200V)的MOSFET大多採用縱型結(jié)構(gòu)。雖然部份低耐壓(VDSS=100V)的MOSFET也使用縱型結(jié)構(gòu)，不過一般要求低容量、高速switching特性的場合，平板(planer)結(jié)構(gòu)比較有利；要求低ON阻抗特性時，則以溝槽(trench)結(jié)構(gòu)比較適合。最近幾年製程與加工設(shè)備的進(jìn)步，溝槽結(jié)構(gòu)的MOSFET在低容量化(低

4、Qg，Qgd化)有相當(dāng)?shù)倪M(jìn)展，因此從應(yīng)用面觀之縱型與溝槽結(jié)構(gòu)的MOSFET，兩者的低容量化特性已經(jīng)沒有太大差異。如上所述縱型結(jié)構(gòu)的MOSFET具備高耐壓、低ON阻抗、大電流等特徵，所以適合當(dāng)作switching元件使用。橫型構(gòu)造橫型構(gòu)造最大缺點是不易符合高耐壓/低ON阻抗等要求，不過它低容量特性尤其是逆?zhèn)鬟_(dá)容量(歸返容量)Crss非常小。如圖2(b)所示，gate與source之間的容量被field plate遮蔽(shield)，因此結(jié)構(gòu)上非常有利。不過橫型構(gòu)造的cell面積很大，單位面積的ON阻抗比縱型構(gòu)造大，因此一般認(rèn)為不適合switching元件使用，只能當(dāng)作要求高速/高頻等高頻增幅器

5、常用的輸出控制元件(device)。今後發(fā)展動向橫型構(gòu)造比較適用於低耐壓switching元件，主要應(yīng)用例如驅(qū)逐CPU core的VR(Voltage Regulator)等等。一般認(rèn)為VR未來會朝向0.8V/150A方向發(fā)展，此外為支援遽變負(fù)載可作高速應(yīng)答，例如電流站立應(yīng)答di/dt=400A/s的速度特性，未來勢必成為必備條件之一。由於低電壓化需求必需抑制電壓幅寬，相對的電壓變動容許值必需低於數(shù)十mA以下，然而複數(shù)電容並聯(lián)的結(jié)果，卻造成電路基板變大等困擾，有效對策是提高電源switching的頻率，也就是說目前200300kHz的動作頻率，未來勢必將會被25MHz CPU驅(qū)動用VRB(Vo

6、ltage Regulator Block)取代。此外基於高頻領(lǐng)域的動作性等考量，結(jié)構(gòu)上比較有利的橫型構(gòu)造則被納入檢討。由於橫型構(gòu)造屬於source-source，因此要求高速性的high side switch已經(jīng)採用橫型構(gòu)造，low side switch(整流用)則利用縱型結(jié)構(gòu)將晶片堆疊在同一stem，藉此消除導(dǎo)線電感(inductance)進(jìn)而形成高性能MOSFET元件。MOSFET IC的應(yīng)用圖3是MOSFET IC主要用途與今後發(fā)展動向一覽；橫軸是元件的耐壓值VDSS，縱軸是元件應(yīng)用上的動作頻率。 圖3 Power MOSFET IC用途與發(fā)展趨勢(一).電源系統(tǒng)電源系統(tǒng)要求MOS

7、FET IC具備省能源(energy)、高效率、輕巧、小型、低噪訊(noise)、低高頻電流、高可靠性，以及高速負(fù)載應(yīng)答(峰值負(fù)載電流)等特性。在switching電源中，進(jìn)展最快速的是DC-DC converter與驅(qū)動CPU的VR，尤其是驅(qū)動CPU的VR，除了低電壓化/大電流化之外，今後更要求小型/高速化(高 化)，因此動作頻率(控制IC的PWM頻率)有高頻化的傾向。雖然目前主流是200300KHz，不過未來會逐漸朝400700KHz，甚至1MHz高頻化方向提升。然而高頻化的結(jié)果，卻造成MOSFET的switching損失大幅增加，雖然FOM(Figure Of Merit)是MOSFET

8、高性能化的重要指標(biāo)，不過基本上降低RDS(on)，Qgd才是根本對策。圖4是Power MOSFET IC的性能指標(biāo)，亦即FOM改善經(jīng)緯。圖5是gate內(nèi)部阻抗Rg與電源效率的關(guān)係，由圖可知動作頻率=300kHz時，Rg會從3變成0.5，電源效率則改善1%以上；如果動作頻率=1MHz時，電源效率則改善5%以上。雖然gate內(nèi)部阻抗Rg會隨著元件種類出現(xiàn)差異，不過動作300kHz頻率超過 以上高速動作時，建議讀者選用Rg低於2的type。VR用MOSFET的選擇重點如下:a. high side device低ON阻抗(輸入電壓Vin會改變優(yōu)先度)。低Qgd特性。低gate內(nèi)部阻抗Rg(低於2)

9、。b. high side device超低ON阻抗(輸入電壓Vin會改變優(yōu)先度)。低Qgd特性。低Qg特性。低Crss/Ciss特性(輸入電壓Vin會改變優(yōu)先度)。高速二極體特性(快速的逆復(fù)原時間trr)。圖4 低Qgd與低RD(an)化的發(fā)展動向圖5 gate內(nèi)部阻抗與效率的依存性(二).汽車電機例如引擎控制器、安全氣曩、ABS、HEV/FCEV操控馬達(dá)、廢氣控制、車內(nèi)LAN用繼電器代用品等，電路系統(tǒng)內(nèi)部都可以發(fā)現(xiàn)功率MOSFET IC的蹤影，由於這些控制系統(tǒng)涉及人身安全，因此除了高可靠性之外，更要求MOSFET對所有破壞模式具備強大的耐量(承受能力；以下簡稱耐量)。有關(guān)廢氣控制與省能源問

10、題，低ON阻抗特性的MOSFET非常適合，不過為確保負(fù)載短路破壞耐量，所以低ON阻抗特性往往受到某種程度的犧牲，所幸的是具備過溫度遮斷功能的熱能(thermal)FET已經(jīng)商品化，而內(nèi)建智慧型(intelligent)電路，以保護電路簡略化/高可靠性為訴求，以及附設(shè)保護負(fù)載短路+自我診斷輸出端子、內(nèi)建可以檢測溫度/電流功能的晶片，已經(jīng)正式進(jìn)入研發(fā)階段。(三).馬達(dá)驅(qū)動應(yīng)用以往MOSFET IC的馬達(dá)驅(qū)動應(yīng)用，主要是印表機、影印機、硬碟機等電腦與事務(wù)機器領(lǐng)域，最近幾年這些機器基於高速送紙、高速起動、高速停止的市場需求壓力，以及要求提高馬達(dá)的控制精度等來自設(shè)計者的需求，因此採用同時具備高速應(yīng)達(dá)(r

11、esponse)，與低損失、低耐壓功率MOSFET IC的case有逐年增加的趨勢。此外上述應(yīng)用基於成本考量大幅簡化驅(qū)動電路，因此以P channel MOSFET與N channel MOSFET補償型(complementary)元件居多，由於動作頻率大多低於50kHz，所以元件設(shè)計上非常重視低ON阻抗特性。雖然理論上P channel MOSFET的ON阻抗比N channel MOSFET大，不過隨著製程微細(xì)化，兩者幾乎達(dá)到無差異程度。採用內(nèi)建P channel與N channel耐壓低於60V，外型封裝類似SOP-8小型元件的數(shù)量也不斷增加。(四).可攜式電子產(chǎn)品使用電池驅(qū)動的大電流

12、(數(shù)A10A)可攜式電子產(chǎn)品，以筆記型電腦(Note BookPersonal Computer以下簡稱為NB-PC)最具代表性。NB-PC的AC充電電源與電池切換選擇開關(guān)，以及各種負(fù)載開關(guān)(load switch)，大多使用P channel MOSFET；至於鋰離子電池的保護電路充放電開關(guān)，則使用小型封裝低ON阻抗的P channel MOSFET。隨著筆記型電腦的高速化與處理資料容量遽增，必需提供更大的電流給CPU，這意味著鋰離子電池的動作電流也隨著提高。以往小型鋰離子電池pack大多是以呈密封狀態(tài)，因此大多使用小型封裝低ON阻抗的P channel MOSFET。目前耐壓-30V,RD

13、S(on)=3.6mtyp，超低ON阻抗小型封裝的LFPAK(SOP-8 pin compatible)已經(jīng)商品化，RDS(on)=2.7typ同樣是小型封裝的產(chǎn)品HAT1125H，則正在開發(fā)中。(五).Audio應(yīng)用以往Audio OP增幅器大多採取類比方式，最近受到省電化的影響，Audio設(shè)備也改用數(shù)位化switching技術(shù)。由於Audio OP增幅器的電源，大多使用電源變壓器與大容量電解電容，因此電源模組若改用switching電源，理論上可以獲得小型、輕巧、省電等多重效益，不過實際上輸出模組的增幅器基於噪訊、偏斜率THD(Total Harmonic Distortion)等，Aud

14、io設(shè)備特有的特性等考量，加上設(shè)備系統(tǒng)屬於類比結(jié)構(gòu)，因此無法期待功率增幅器整體的效率可以獲得改善。所幸的是電源模組與輸出增幅模組都導(dǎo)入switching技術(shù)，因此業(yè)者也逐漸改用數(shù)位化增幅器。未來數(shù)位化增幅器適用於 以上Audio高功率輸出段，該輸出段與switching電源一樣，屬於half bridge與full bridge結(jié)構(gòu)，可用300MHz以上動作頻率switching。上述電路與switching電源一樣，high side與low side元件都設(shè)有所謂的dead time，需注意的是設(shè)定時間過大的話，會有波形歪斜之虞。此外利用PWM變調(diào)作數(shù)十ns脈衝寬度控制，switching

15、速度太慢的話，同樣會影響波形歪斜，因此MOSFET IC必需具備100150V的耐壓，數(shù)十m低ON阻抗特性，數(shù)十pF以下低歸返(return)容量Crss，加上低噪訊化的等高速switching，與高Vth(Vth>3V)等特性。一般認(rèn)為今後除了噪訊與波形歪斜問題之外，低電感化、低容量化的同時，勢必針對封裝與元件結(jié)構(gòu)進(jìn)行特性提升，才能完全滿足以上的要求。(六).家電設(shè)備事實上功率MOSFET IC是日常生活不可或缺的必要元件之一，例如日光燈inverter就是由MOSFET IC典型應(yīng)用實例。今後MOSFET IC的應(yīng)用，會擴展至液晶、電漿面板在內(nèi)的各種平面顯示器，以及面板驅(qū)動用sust

16、ain switching，與液晶電視的燈管驅(qū)動用inverter等領(lǐng)域。MOSFET IC的發(fā)展動向低電感化、低阻抗化封裝技術(shù)如上所述隨著壓比較器(regulator)動作頻率的高頻化，今後除了改善元件的RDS(on)，Qg，Qgd，Rg特性之外，小型化封裝技術(shù)也是關(guān)鍵性技術(shù)。具體而言封裝上必需盡量降低source固定導(dǎo)線(bonding wire)阻抗RW、source/gate的電感成份Ls，Lg。以gate電感Lg為例，為了使gate容量Qg能在數(shù)ns時間內(nèi)充電，所以gate電流Ig必需在數(shù)ns時間內(nèi)站立。source電感會降低效率圖6是說明有關(guān)high side元件的source電感

17、Ls的影響，它市針對source導(dǎo)線電感Ls內(nèi)產(chǎn)生的電壓VLS與動作頻率，進(jìn)行依存性計算獲得的結(jié)果。雖然SOP-8封裝的Ls取決於source導(dǎo)線長度、直徑、數(shù)量，不過即使如此，它的source導(dǎo)線電感Ls大約有25nH。5nH的場合，動作頻率超過3MHz的VLS，Id=10A時，超過1V在5MHz就會變成1.5V(Id變成20A大電流時，source導(dǎo)線電感Ls內(nèi)產(chǎn)生的電壓VLS，分別變成2倍亦即:2V/3MHz,3V/5MHz)。 至於high side的Tr1，該Ls會對gate驅(qū)動電壓轉(zhuǎn)換成負(fù)歸返，進(jìn)而使ON阻抗朝上升方向動作，接著再受到VLS的影響，此時即使未對gate施加充足的驅(qū)動

18、電壓，switching時間(上升時間tr)也會自動變長，turn ON損失則大幅增加，尤其是high side元件必需限制脈衝寬度狹窄時間，因此高頻動作時上述問題會更加突顯。由此可知source電感Ls對高頻特性具有不良影響，同時還會降低電源效率。有效對策除了事前的模擬分析，與事後的調(diào)整修正之外，低電感、低阻抗無導(dǎo)線結(jié)構(gòu)的封裝方式勢必成為未來主流，值得一提的是降低導(dǎo)線的寄生source電感Ls，也是非常重要的關(guān)鍵性技術(shù)。圖6 source inductance的影響小型高散熱效率的封裝技術(shù)類似CPU驅(qū)動用電壓比較器與二次端同步整流用途，要求高頻化/大電流化的同時，小型化之後單位面積高電流密度

19、則是未來的趨勢。一般Power MOSFET IC的封裝於印刷電路板的場合，MOSFET IC動作時產(chǎn)生的熱量是透過電路板排除，所以刷電路板的溫度必需抑制在105oC以下，這意味著良好的冷卻技術(shù)非常重要。圖7是國外業(yè)者正在開發(fā)的小型/低熱阻抗封裝LFPAK-i(Inverted Type)的結(jié)構(gòu)，由圖可知它是屬於lead彎曲type。本MOSFET IC最大特徵是利用金屬頂端(header)散熱，由於單純lead彎曲type，gate與source的電極左右相反，因此使用上非常不方便，設(shè)計上必需使上述兩電極類似LFPAK、SOP-8作同方向佈線。LFPAK若與LFPAK-i比較時，附冷卻風(fēng)扇空

20、氣冷卻的熱飽和狀態(tài)封裝熱阻抗，可以從25oC/W降至15oC/W，大約減少40%左右，由於channel溫度降低，動作時的ON阻抗也隨著下降， tpw=0.5s10s過渡時間變成只有原來的1/31/5，所以峰值動作時可以獲得大電流化效益。圖7 Power MOSFET IC的封裝複合化/積體化a.內(nèi)建SBD的Power MOSFET IC圖8是高效率DC-DC converter電源用Power MOSFET IC複合化/微積體化實例，Power MOSFET IC應(yīng)用在非絕緣型DC-DC電源時，類似圖8組合High side與Low side的電路，為避免上/下元件同時ON，因此上/下元件設(shè)

21、置OFF時段(dead time)，在該時段若使用Low side內(nèi)建的二極體，會因為該二極體的VF=0.8V電壓下降，與逆復(fù)原時間trr的影響，產(chǎn)生High side的turn ON損失，進(jìn)而變成高頻動作最後導(dǎo)致效率降低等結(jié)果。有效對策如圖8所示，將SBD(Shot key Barrier Diode)串聯(lián)連接，藉此避免dead time期間電流不會在二極體流動，同時降低turn ON損失。圖8(b)是將SBD微積體化至Low side MOSFET IC內(nèi)部，藉此消除寄生電感的設(shè)計。圖8 一體封裝方式改善VF，trr特性內(nèi)建驅(qū)動IC的Power MOSFET可以滿足高頻化需求，尤其是CPU

22、資料處理容量增加，提供CPU電力的電壓比較器必需同時具備低電壓、大電流、高速應(yīng)答、高效率、輕巧、小型多重特性。傳統(tǒng)技術(shù)使用大容量電容器等被動元件，可是如此設(shè)計卻造成搭載電壓比較器的電路基板面積不敷使用等後果，雖然高頻化可以解決上述問題，不過反面缺點switching損失增加效率降低。因此Intel提案將驅(qū)動IC與上/下兩Power MOSFETIC積體於QFN56 package內(nèi)，形成所謂的SiP(System in Package)結(jié)構(gòu)。值得一提的是Intel根據(jù)Driver-MOSFET integrated SiP(DrMOS)規(guī)範(fàn)製成的Driver-MOSFET積體SiP目前已經(jīng)正式

23、商品化。c.高功能/高可靠性汽車電機用途的MOSFET必需具備強大負(fù)載短路耐量與高可靠性，為符合如此嚴(yán)苛要求，國外業(yè)者推出如圖9所示，具備過溫遮斷功能的熱力(thermal)型FET，當(dāng)負(fù)載短路等因素造成MOSFET channel溫度Tch溫度達(dá)150±20oC時，內(nèi)建於晶片上的溫度感測部，與過熱遮斷/限制過電流電路就會開始動作，接著連接主功率(main power)MOSFET的source-gate之間，過熱遮斷用MOSFET會變成ON，如此便可以達(dá)成保護功率MOSFET IC的預(yù)期效果。 有關(guān)遮斷後的復(fù)原方式可分為Latch Type與Hysteresis Type兩種，它的

24、動作特徵分別是:Latch Type:若未將遮斷後source-gate之間的電壓歸零(reset)，就無法回復(fù)正常動作。Hysteresis Type: 遮斷溫度低於額定值便自動回復(fù)正常動作。此外國外業(yè)者正積極開發(fā)具備自我診斷功能的功率MOSFET IC，當(dāng)MOSFET發(fā)生元件損壞，或是外部電路例如負(fù)載open、負(fù)載short時，該MOSFET可以自動進(jìn)行智慧型自我診斷動作，藉此保護系統(tǒng)整體的安全。圖9 具備過溫度遮斷功能的熱力型FETMOSFET IC的電氣特性圖10是Power MOSFET IC的等價電路與關(guān)鍵性參數(shù)特性，雖然這些特性項目與破壞耐量都是MOSFET IC高性能的理想指標(biāo)

25、，不過基本上例如ON阻抗RDS(on)與耐壓VDSS等典型的互動關(guān)係中，已經(jīng)與其它特性發(fā)生密不可分的關(guān)係。此外在各特性項目中並不是所有特性都有溫度依存性(互動關(guān)係)，換言之具體掌握Power MOSFET IC的電氣特性，對設(shè)計者選擇適合的MOSFET具有決定性的影響。 圖10 Power MOSFET IC的等價電路與關(guān)鍵性參數(shù)MOSFET IC的Rw，Lg，Ls等參數(shù)(parameter)取決於封裝方式；Rw主要是source wire的阻抗成份；Lg是source wire的寄生電感成份；Ls是gate wire的寄生電感成份，不過令人遺憾的是一般技術(shù)資料(data sheet)都不會記

26、載這些參數(shù)。表2是Power MOSFET IC的最大額定值，表中的額定項目同樣與其它特性有密不可分的關(guān)連性，因此必需注意有些特性不允許同時出現(xiàn)。雖然最大額定drain電流ID，理論上可以利用表2的計算公式加以規(guī)範(fàn)，不過實際上某些超低ON阻抗產(chǎn)品(數(shù)m等級)，它的最大額定drain電流ID經(jīng)常超過100A，由於ID受限於封裝時的導(dǎo)線固定溶斷電流，這意味著最大額定drain電流為 導(dǎo)線的溶斷電流具有相當(dāng)?shù)脑６?安全係數(shù))。不過實際上若考慮電流流動時，drain與source lead產(chǎn)生的熱量， TO-220封裝方式75A的額定電流反而是比較合理的數(shù)據(jù)。表2 Power MOSFET IC的最大

27、額定值(2SK3418,Tch=25oC,)有關(guān)反覆動作時的脈衝電流額定值Id(pulse)r，以Renesas公司的2SK3418為例，在tpw=150s=150s，反覆周期T=300s(duty 3.3kHz)，case溫度Tc=90oC條件下，若取Tchmax的延遲為120oC的話，根據(jù)表2的理論式求得最大容許值如下: 式中的ch-c(tpw/T) 是2SK3418的過渡熱阻特性，它可以利用圖23的資料進(jìn)行下列計算:ch-c(tpw/T)=0.501.14=0.57oC/W根據(jù)2SK3418的技術(shù)資料可知RDS(on)max為0.0055；溫度係數(shù)則引用RDS(on) - Tc特性cur

28、ve求得a=1.77；ch-c(tpw/T)是pw/T時的channel與case之間的過渡熱阻抗。此外電流值IAP與能量EAP等基本額定值，是以avalanche動作時，channel溫度在Tchmax<150oC範(fàn)圍內(nèi)為前提。表3是MOSFET IC的電氣特性一覽。接著要根據(jù)表3記載的各項目，依序介紹它的溫度依存性與設(shè)計上的注意事項。 項目符號規(guī)格        測試條件單位溫度依存性設(shè)計重點min.typ.max.drain與source之間破壞電壓V(BR)DSS60-ID=10mA,VGS=0V與ON阻抗有關(guān)

29、drain遮斷電流IDSS-10VDS=60V,VGS=0A溫度依存性極大損失性卻較低gate遮斷電流IGSS-±0.1VDS=60V,VGS=±20VA-內(nèi)建保護二極體type只有數(shù)nAA ，保證值為 ±Agate與source之遮斷電壓VGS(off)或是Vth1-2.5ID=1mA,VGS=10VV影響switching時的噪訊、時間 tr,t順向傳達(dá)admittance|YfS|5590-ID=45mA,VGS=10VSdrain與source之間ON阻抗1RDS(on)1-4.35.5ID=45mA,VGS=10Vm決定ON損失重要參數(shù)，需注意隨著溫度呈

30、曲線性上升drain與source之間ON阻抗2RDS(on)2-69ID=45mA,VGS=4Vm輸入容量Ciss-9770-VGS=0VDS=10V=1MHzpF-有Vds依存性，它是類比動作時驅(qū)動損失的指標(biāo)輸出容量Coss-1340-pF-有Vds依存性，輕負(fù)載時影響下降時間 t逆?zhèn)鬟_(dá)容量Crss-470-pF-有Vds依存性，左右switching時間t,tr總gate charge量Qg-180-VDD=50VVGS=10VID=85VnC-決定驅(qū)動損失特性，對gate驅(qū)動電壓依存性極大gate與source之charge量Qgs-32-nC-drain與gate之charge量Qg

31、d-36-nC-決定switching時間tr,t的特性，對電源電壓VDD有依存性turn ON延遲時間ta(on)-53-VGS=10VID=45VRL=0.67Rg=50ns-利用Qgd,Rg與gate驅(qū)動電壓決定，左右inverter用途的turn ON損上升時間tr-320-turn OFF延遲時間ta(off)-700-ns-利用Qgd,Rg與Vth決定，左右switching OFF時的surge電壓(噪訊)下降時間tf-380-二極體順向電壓VDF-1-IF=85A,VGS=0V利用正偏壓施加於VGS，變成與ON阻抗相同特性二極體逆復(fù)原時間trr-70-IF=85A,VGS=0

32、di/dt=50A/sns為降低短路電流與噪訊，需抑制 di/dt表3 Power MOSFET的電氣特性(2SK3418,TA=25oC , :表示負(fù)溫度係數(shù)，:表示正溫度係數(shù)) a. drain與source之間的破壞電壓V(BR)DSS本項目為保證VDSS特性，因此以VGS=0測試電流ID進(jìn)行測試。雖然規(guī)範(fàn)ID的方法可分為對drain與source之間施加電壓，與導(dǎo)通電流進(jìn)行breakdown兩種，不過通常都是採用規(guī)定V(BR)DSS方式。b. gate與source之間的破壞電壓V(BR)DSS本項目是規(guī)範(fàn)插於gate與source之間，可防止靜電破壞保護用二極體元件特性，換

33、句話說無保護用二極體元件的場合，不可以使用curve tracer進(jìn)行檢測。此外已經(jīng)breakdown的點就成為破壞電壓，亦即gate損壞品。值得一提的是本項目對電路具有關(guān)鍵性影響，因此使用上若有任何疏失都會造成嚴(yán)重的後果，所以事前的檢討作業(yè)非常重要。c. drain遮斷電流(漏電電流) IDSS它是指drain與source之間的直流漏電電流。有關(guān)本項目的測試條件，除了規(guī)定VDS之外還要求VGS=0 ，IDSS會隨著溫升非常敏感的增加，則是本項目的另一特徵。圖11是HAT2165H的IDSS - Tch溫度依存特性，由圖可知假設(shè)將Tch =25oC(20nA)當(dāng)基準(zhǔn)，100oC時，IDSS大

34、約增加二位數(shù)(1.5A)；Tch =150oCmax時則增加三位數(shù) 。由於IDSS造成的損失Pd(off)(=VDSIDS) 比一般ON阻抗的動作損失小，因此使用上可以忽略。假設(shè)Tch =150oC，IDSS=100Amax，電源電壓VDD=24V，它的損失Pd(off) = 2.4mW相當(dāng)小，高溫使用環(huán)境若有冷卻風(fēng)扇強制散熱的話，一般而言還不會構(gòu)成問題。類似汽車電機等高溫使用環(huán)境，通常廠商會提供該元件高溫時的IDSS規(guī)格值；此外IDSS會隨著測試電壓VDS與VGS的偏壓(bias)條件不斷改變，因此使用上必需特別謹(jǐn)慎。圖11 drain-source之間漏電電流IDSS 與channel溫度

35、Tch的溫度依存性(HAT2165H/LFPAK, VDSS=30V，RDS(on) =2.5m)d. gate-source之間的遮斷電壓Vth它是指功率MOSFET開始傳導(dǎo)時的gate峰值電壓，一般又稱為VGS(off)。圖12是VGS(off)  -Tch 溫度特性，如圖所示Vth具有負(fù)的溫度特性，它的溫度係數(shù)大約是 -5m -7mV/oC，不過該值與實際元件略有差異。圖12 gate-source遮斷電壓Vth與channel溫度Tch的溫度特性(HAT2165/LFPAK,VDSS=30V，RDS(on) =2.5m) e. 順向傳達(dá)admittance| Yfs

36、| | Yfs| 表示負(fù)的溫度特性，它相當(dāng)於雙極電晶體(bipolar transistor)的電流增幅率hfe，它與相互conductance gm屬於相同項目，因此一般都是使用gm符號表示。技術(shù)資料記載的| Yfs| 以是| Yfs| = Id/Vgs方式加以規(guī)範(fàn)，也就是說| Yfs| 是指相對於輸入gate電壓Vgs的變化，它是drain電流Id的變化率。有關(guān)測試條件是在所謂的輸出靜特性五極管特性，(VDS>VGS -Vth)範(fàn)圍內(nèi)規(guī)範(fàn)電流ID，該領(lǐng)域的drain電流ID可用式(1)表示:ID=1/2 oW/L(VGS -Vth)2-(1)gm可用下式表示:gm = Id/Vgs=

37、 oW/L(VGS -Vth)-(2) o= ox/Tox。:silicon表面的電子移動度。Tox:gate氧化膜。ox:silicon(SiO2)的誘電率。L:channel的長度。W:channel的寬度。雖然| Yfs| 是類比增幅動作上重要參數(shù)之一，不過實際選擇元件時要求switching動作特性的場合，卻經(jīng)常忽略| Yfs| 而用其它特性項目，反而以類似VGS-VDS(on) 或是輸出靜特性代用。 f.輸入容量Ciss，輸出容量Coss ，逆?zhèn)鬟_(dá)容量Crss 輸入容量Ciss、輸出容量Coss、逆?zhèn)鬟_(dá)容量Crss，與圖10的功率MOSFET IC的等價電路，以及

38、關(guān)鍵性參數(shù)中的公式有密切的關(guān)連性，這些特性則同時還與技術(shù)資料中，經(jīng)常出現(xiàn)的drain-source電壓VD有依存性(互動關(guān)係)，由此可知它是決定高頻特性非常重要的參數(shù)。功率MOSFET IC的接地遮斷頻率fc(電壓等化降低3dB的頻率)，可用下式求得近似值:Ao:低頻領(lǐng)域的電壓等化。Rg:gate的串聯(lián)阻抗。真性功率MOSFET IC遮斷頻率是用相互conductance gm，與輸入容量Ciss兩者的比定義，這對一般MOSFET而言等於是數(shù)GHz程度，不過元件卻受到gate的寄生阻抗與輸入容量的限制，因此實際不可能出現(xiàn)上述現(xiàn)象。雖然橫型結(jié)構(gòu)的Cgd比Cgs小到幾乎可以完全忽略的程度，不過縱型

39、結(jié)構(gòu)的Cgd卻非常大，因此成為低頻領(lǐng)域的電壓等化 的關(guān)數(shù)。在高頻高等化增幅電路，若是縱型結(jié)構(gòu)的話，由於歸返容量Cgd的影響非常大，所以橫型結(jié)構(gòu)的頻率特性比縱型結(jié)構(gòu)優(yōu)秀。MOSFET IC的靜特性a.輸出靜特性(VDS - ID)500V高耐壓MOSFET與相同電壓驅(qū)動元件IGBT比較時，雖然前者在低電流領(lǐng)域有所謂的低損失特性，不過超過 大電流領(lǐng)域，由於ON阻抗的影響ON電壓會變大，也就是說大電流領(lǐng)域50kHz以下，低頻動作的應(yīng)用設(shè)備使用IGBT反而比較有利。 b.ON阻抗RDS(on) 耐壓VDSS的關(guān)係圖13是耐壓VDSS=20100V額定元件與ON阻抗RDS(on) 的關(guān)係。決定元件的耐壓

40、程度時，通常會針對電路的動作條件，亦即電源電壓VDD與switching OFF時產(chǎn)生的surge VDS(peak)，取它的80% margin作上限。此外VDS對溫度具有正的溫度特性，所以必需將最低使用溫度，等環(huán)境因素也一併列入考慮，然而如此一來臨界(margin)上限會變高，ON阻抗則大幅增加，正常損失也隨著上升，所幸的是最近出現(xiàn)可以減緩margin降低損失的對策方案，因此附avalanche耐量保證的元件，已經(jīng)正式進(jìn)入商品化階段。負(fù)載變動時或是abnormal時會發(fā)生surge電壓，drain與source之間有可能被施加超過VDSS額定電壓的場合，建議讀者盡量選用附avalanche

41、耐量保證的元件。圖13 drain-source ON阻抗Rds(on) 與drain-source耐壓VDSS的關(guān)係c. 飽和電壓VDS(on)=IdRDS(on) 的gate驅(qū)動電壓依存性圖14是2SK3418的VDS(on) -VGS特性，它是設(shè)計上針對預(yù)定的動作電流Id ，因此必需施加幾V的gate驅(qū)動電壓，才能變成飽和電壓VDS(osat)(ON阻抗領(lǐng)域)，它也是設(shè)計上常用的特性curve。最近幾年由於gate氧化膜層的薄膜化，因此驅(qū)動動作電壓只有10V，4V，2.5V，甚至1.8V的Power MOSFET元件已經(jīng)陸續(xù)進(jìn)入商品化階段。至於如何決定驅(qū)動元件的電壓，則必需根據(jù)應(yīng)用設(shè)備的

42、實際情況作整體考量。例子switching與馬達(dá)驅(qū)動等應(yīng)用的場合，基於EMI問題一般會選擇，Vth=34V、10V以下的驅(qū)動元件，或是根據(jù)gate驅(qū)動IC、LSI的技術(shù)資料作選擇。耐壓低於60V的低耐壓元件基於取得容易等考量，一般是採用邏輯Level驅(qū)動元件。邏輯Level驅(qū)動type的Vth介於1.5V2V之間，若是2.5V的驅(qū)動元件，Vth特性只有0.8V1.2V左右。雖然邏輯Level驅(qū)動元件廣被使用，不過若有噪訊耐量與負(fù)載短路破壞耐量等顧慮時，建議讀者改用10V等級的驅(qū)動元件。以往由於汽車電機與switching電源的一次端switch，以及二次端同整流元件的應(yīng)用，形成10V與4V兩大

43、陣營，不過最近幾年兩者有整合成單一type的趨勢。圖14 drain-source飽和電壓VDS(on)與gate-source電壓VGS 特性(2SK3418)d. ON阻抗RDS(on)的溫度特性圖15是ON阻抗RDS(on)的溫度依存特性。Power MOSFET的ON阻抗具有正的溫度特性，假設(shè)150oC的channel額定溫度Tchmax與25oC室溫的比率為，耐壓低於100V 的元件， 大約是1.71.8倍；耐壓大於500V 的元件，大約是2.42.5倍。此處需注意的是RDS(on)的上升，並非直線性而是呈曲線狀。假設(shè)周圍溫度TA= 100oC時，Power MOSFET的動作cha

44、nnel溫度計算結(jié)果Tch= 130oC ，當(dāng)周圍溫度上升20oC 時 。由此可知channel溫度Tch單純上升20oC，並不表示Tch= 150oC，實際上可能超過150oC。因此汽車電機等高溫環(huán)境用途，散熱設(shè)計時必需將ON阻抗的溫度特性也列入考慮。圖15 drain與source之間的ON阻抗RDS(on)與case溫度Tc的特性(2SK3418)MOSFET IC的switching特性a. gate charge電荷量與switching特性圖16是輸入動態(tài)(dynamic) 特性，假設(shè)從VGS=0V到Vth的充電期間為Qth，curve變成完全平坦時的點，亦即可以使source-g

45、ate之間容量結(jié)束充電稱為Qgs。根據(jù)圖16顯示從該點開始drain-source之間的電壓變化非常激烈，歸返容量Cress作為mirror容量也有變大趨勢，充電期間會使該平坦部位的mirror容量成為Qgd，從該處到2SK3418規(guī)定的10V驅(qū)動電壓Vgs點，則變成total gate charge量Qg，以圖16為例Vgs= 10V時的Qg，大約是183nC。 由於Qg驅(qū)動gate所以它是決定gate峰值電流ig(peak)，與驅(qū)動損失P(driveloss)等特性的重要參數(shù)，峰值電流ig(peak)與驅(qū)動損失P(driveloss)可用下式表示:ig(peak) = Qg / t-(4)

46、t = Qg(Rs+Rg) / VGS-(5)P(driveloss) = Qg VGS -(6)例如動作頻率 =20kHz低頻動作，利用10V的Vgs驅(qū)動時，根據(jù)式(6)求得驅(qū)動損失大約是36.6mW；動作頻率= 200kHz時驅(qū)動損失則變成 。圖16 輸入dynamic特性(2SK3418)b. switching特性由圖16可知Qgd對電源電壓有依存性，下降時間t可利用式(7)求得近似值:根據(jù)式(7)顯示，Qgd與gate內(nèi)部阻抗Rg是左右switching特性的重要參數(shù)；Rs是使驅(qū)動MOSFET IC進(jìn)行放電的信號源阻抗，為了使功率MOSFET作高速switching，因此必需抑制驅(qū)動

47、端的Rs。然而t在小負(fù)載電流亦即輕負(fù)載時，部份領(lǐng)域無法控制Rs與Rg，主要原因是輕負(fù)載時，t取決於drain負(fù)載阻抗(impedance) 與drain source容量 。圖17是switching特性，圖中實線筐圍部位是利用Coss(Qoss)，與負(fù)載阻抗(impedance) RZ兩者的時定數(shù)決定的領(lǐng)域，該資料是用gate的50信號源阻抗 驅(qū)動時的特性值，如果改用Rs極小的阻抗驅(qū)動還可以使速度加快，不過輕負(fù)載領(lǐng)域的速度同樣無法控制。重視輕負(fù)載領(lǐng)域的速度時，可以選擇輸出容量Coss較小的元件，不過需注意的是這種情況，Coss與上述 一樣Ciss，Crss，對drain與source之間的電

48、壓VDS具有依存性，因此VDS=0V條件下抑制Coss的值是非常重要的步驟之一。此外Qgd與Qg在設(shè)計高頻動作損失時，也是極重要的項目之一。類似=100kHz以上高速動作的應(yīng)用設(shè)備，一般而言低RonQg或是低RonQgd 都可視為高性能元件，不過低gate阻抗Rg也很重要。圖17 drain電流與switching時間(2SK3418,Rs=50)c. 低switching損失的主要參數(shù)t圖18是L負(fù)載switching的turn OFF波形與各參數(shù)的關(guān)係。支配L負(fù)載損失的下降時間t，是用圖右側(cè)的計算公式表示。根據(jù)計算公式可知t隨著Vth值改變，因此高速性的應(yīng)用設(shè)備必需設(shè)法提高元件的Vth。最

49、近幾年某些廠商提供的技術(shù)資料中，將圖18波形中的Qgd+(Qgs-Qth)當(dāng)作Wsw記載，這對比較、評鑑switching特性而言，算是提供相當(dāng)高精度的佐證資料。如圖18所示Vth越高(Qgs-Qth)部份越窄，下降時間t則變快，不過gate的寄生電感若很大的話，就無法在規(guī)定時間內(nèi)使式(4)的gate電流ig充放電。圖18 L負(fù)載switching的turn OFF波形與各參數(shù)的關(guān)係d. source與drain之間內(nèi)建二極體的特性圖19是內(nèi)建二極體順向電壓VSD與順向電流的特性，本二極體的額定電流IDR與順向drain額定電流ID值相同。有關(guān)二極體的特性，當(dāng)gate驅(qū)動電壓為0偏壓(VGS=

50、0)時，它的順向電壓特性與一般二極體相同，不過gate驅(qū)動電壓變成正偏壓(N channel)時，如圖20所示，它是由與順向相同的ON阻抗RDS(on)決定，因此會出現(xiàn)電壓下降現(xiàn)象，進(jìn)而可以獲得比SBD更低的順向電壓。為充分發(fā)揮上述逆向特性，內(nèi)建二極體的MOSFET IC可以應(yīng)用在下列領(lǐng)域:防止電池逆相連接的load switch。switching電源(n+1)冗長方式的hot swap電路(輸出的活線插拔load switch用)取代馬達(dá)驅(qū)動電路的外加二極體。switching電源的二次端同步整流電路。圖19 電流從source流向drain時的特性(2SK3418)圖20 source-

51、drain之間逆向回復(fù)時間( trr-IDS特性，2SK3418)內(nèi)建二極體的逆復(fù)原時間trr的電流IDR特性圖21是內(nèi)建二極體的逆復(fù)原時間trr，逆回復(fù)時的電流波形。類似馬達(dá)驅(qū)動電路與switching電源同步整流用途的Power MOSFET，一般會要求該逆復(fù)原時間trr的高速性。動作上trr期間由於上arm/下arm短路產(chǎn)生過大turn ON損失，所以控制電路系統(tǒng)切換上下元件switching時，先讓gate信號OFF並設(shè)置dead time(比trr更長的時間)。驅(qū)動CPU core的back converter，非常重視電源的高速負(fù)載應(yīng)答(response)特性，所以動作頻率經(jīng)常超過

52、300kHz1MHz，這種情況長dead time由於該期間的二極體損失增加，因此必需在low side元件的drain與source之間將SBD並聯(lián)連接，藉此降低dead time的損失。此外上述逆復(fù)原時間trr會隨著溫度上升有增加的傾向，而且recover(圖21的tb部位)時di/dt越急峻越容易發(fā)生噪訊(noise)，所以要求柔軟的recover特性。trr隨著元件的耐壓有很大的差異，60V以下低耐壓元件的trr，介於4060ns屬於高速type； 等級大約是100ns左右；高耐壓250500V，大約是300600ns左右，所以250V以上高耐壓type必需利用壽命期(life tim

53、e)控制技術(shù)，取得100ns左右高速化效果。圖21 逆回復(fù)時的電流波形MOSFET IC的熱阻抗特性 a.過渡熱阻抗特性th-c(t)與脈衝寬度tpw特性圖22是MOSFET IC的過渡熱阻抗特，利用該圖可以求得元件動作狀態(tài)時的channel溫度Tch，橫軸的脈衝寬度tpw是指動作時間。廠商提供的技術(shù)資料，通常是只記載one shot pulse與反覆動作的條件，例如tpw=1ms，D=0.2(duty20%)是指反覆頻率=200Hz，反覆周期T=5ms而言。假設(shè)tpw= 10ms，D=0.2(duty20%)，消費電力Pd=60W，可利用下式計算channel溫升Tch : Tch

54、 = (0.2Pd) ch-c       = (0.260)1.14       =13.7oC如果使用過渡熱阻抗特性的話，Tch計算結(jié)果如下:Tch = Pd ch-c(t)       = P60 0.44 1.14       =30.2oC根據(jù)以上計算結(jié)果顯示兩者出現(xiàn)16.5oC的誤差，因此建議讀者使用過渡熱阻抗特性方式計算Tch。雖然脈衝寬度低於

55、數(shù)s的短脈衝，它的誤差非常低幾乎可以忽略的程序，不過一旦超過數(shù)百s時誤差會隨著變大，因此還是使用過渡熱阻抗特性方式計算Tch比較妥當(dāng)。圖22 正規(guī)化過渡溫度阻抗rs,(t)-tpw的特性(2SK3418,TA=25oC )利用過渡熱阻抗計算channel溫度Tch的實例例題1假設(shè)case溫度Tc=85oC，峰值電力Pd(peak)=50W，施加電力的時間t1=10ms，one shot脈衝時，請計算channel Tch的溫度。Tch1 = Tc + Pd(peak)1 ch-c(t1)       = 85 + 50 0.3 1.14      102.1oC例題2(參考圖24)假設(shè)case溫度Tc=85oC，動作頻率=2kHz，duty20%反覆動作，施加電力Pd(peak)2=50W時，請計算channel Tch的溫度。根據(jù)以上動作可知，施加電力的時間t1= 100s，反覆周期T=500s，D=t2/T=0.2 Tch2 = Tc + Pd(peak)2 ch-c(t1) (t2/T)       = 85 + 5