放大器的單電源應用

1、4. 放大器的單電源應用7.1. 單電源運放的應用基礎7.1.1. 什么是單電源運放所有的運放都有兩個電源管腳，正的和負的。我們并不贊同把運放分為兩類：雙電源運放和單電源運放，因為這容易讓初學者產(chǎn)生誤解：似乎單電源運放必須接單一電源，而雙電源運放必須接兩個電源，其實不然。正確的理解是，任何運放都可以單電源工作，也可以雙電源工作，但是，確實有一些運放，非常適合于工作在單一電源供電場合，廠家也在數(shù)據(jù)手冊中標注“Single-Supply”或者將運放的電源腳干脆定義成“VDD”+“GND”。這就是現(xiàn)在俗稱的單電源運放。所謂的單電源運放，一般指輸入端可以接受等于負電源或者低于負電源的電位的運放，也就是

2、輸入可至負軌（見下節(jié)）。它們適合于單電池供電的便攜設備中。通常，單電源運放的某些指標要差于雙電源運放，比如帶寬，失真度等。所謂的雙電源運放，其實也可以工作于單電源狀態(tài)下，只是你得在設計中考慮它具有較高的輸出擺幅死區(qū)電源電壓與輸出最大值之間的差值，以及較高的輸入擺幅死區(qū)。因此，在一般單電源設計中，請首先選擇標稱為單電源運放的放大器，在高手或者極為謹慎的情況下，選擇其它高性能雙電源運放也是可以的。本文中所述的運放，除非特殊說明，一般以TI公司的TLV247XA單電源運放為例。假設存在一個系統(tǒng)地，稱之為GND。本文中所有的電位，都有GND為參考點。7.1.2. 軌至軌特性軌至軌，也叫軌對軌、軌到軌，

3、英文原文是railtorail，簡寫RR，細化稱呼有RRI輸入軌至軌，RRO輸出軌至軌，以及RRIO輸入輸出軌至軌。任何一個運放的正電源輸入，定義為正電源軌，負電源輸入定義為負電源軌，合稱電源軌；輸入可以承載的最大電位超過這個電位的輸入，一方面不會引起更大的輸出，另一方面也可能對運放造成傷害稱為正輸入軌，輸入可以承載的最小電位稱為負輸入軌，合稱輸入軌；輸出可以達到的最大電位在不外接其他提升電路的情況下，輸出最大只能達到這個電位稱為正輸出軌，輸出可以達到的最小電位稱為負輸出軌，合稱輸出軌。所謂的輸出軌至軌，是指正輸出軌非常接近于正電源軌，負輸出軌非常接近于正電源軌，用RRO（railtorail

4、output）表示。電源軌與輸出軌的差值稱為軌差，一般在1mV幾百mV，說明輸出范圍很大，幾乎可以達到電源范圍。輸出軌差2V以上的，是“非輸出軌至軌”運放，比如LM324，OPA227等。而輸出軌差1V以下的，可以稱之為輸出軌至軌運放。從此可以看出，英文railtorail，譯為軌至軌，就是說明兩個軌非?？拷囊馑?。所謂的輸入軌至軌，是指正輸入軌非?？拷娫窜墸撦斎胲壏浅＝咏谡娫窜?，用RRI（railtorailinput）表示。電源軌和輸入軌的差值稱為軌差，一般0mV幾百mV，說明可以承載的輸入范圍很大，幾乎可以達到電源范圍。很多輸入軌至軌運放，輸入范圍甚至超過了電源軌，比如負輸入電

5、位可以比負電源軌還低。有一些運放，輸入和輸出都具備軌至軌特性，就稱之為RRIO運放。圖7-1-1給出了一個形象的軌示意圖。左側是一個普通的雙電源運放，它具有較為明顯的輸入和輸出軌差，不能稱之為軌至軌。而右側是一個標準的單電源運放，采用了一半電源實現(xiàn)單電源供電。需要注意的是，某些單電源運放的輸入可以接受負軌之外的電壓，如圖中紅線所示。VD-VE正電源軌負電源軌正輸出軌負輸出軌UREF正輸入軌負輸入軌swing to rail 輸入軌差swing to rail 輸出軌差UREFVDGND負電源軌正電源軌輸入軌至軌輸出軌至軌負輸入超軌圖7-1-1 雙電源供電、單電源供電以及軌定義示意圖軌至軌特性，

6、是單電源運放最為顯著的特性。一般來說，號稱單電源運放的，都具有軌至軌特性，而具有軌至軌特性的，一般都被冠以單電源運放的名稱。特別的，輸入共模電壓能夠包括負電源軌，是單電源運放的一個明顯特征。同時，多數(shù)單電源運放的最低工作電壓也會較低。7.1.3. 單電源運放電路的幾種類型所有以單一電源供電的放大電路，都可稱為單電源運放電路。單電源運放電路一般分為三類：高質(zhì)量的偽地型，交流耦合型，以及直接耦合型，各有不同的應用場合。1） 偽地型所謂的偽地型，核心是制作一個電池電壓的1/2電位，稱為偽地PGND（有人譯為虛地，這易與運放虛短形成的虛地混淆，因為本文稱為偽地）。在電路設計中，設定電池的正極為V+，將

7、其接入運放的正電源輸入腳，設定電池的負極為V-，將其接入運放的負電源輸入腳，而設定PGND為電路的地，用于整個電路接地點。在這種情況下，任何雙電源電路都可以不做任何修改，直接使用。以一個雙電源有源濾波器為例，看電路如何在單電源下工作。圖7-1-2是一個標準的雙電源供電放大器，正負電源各由一個電池產(chǎn)生。兩個電池的中點作為整個電路的GND，信號輸入和輸出均以此為基準，特別是電阻R1需要接地。圖7-1-3是單電源供電形成的偽地型放大器，將單節(jié)電池的正極接運放正電源腳，將電池負極接運放的負電源腳，此時如果有一個點處于電池的中心電位，就可以作為運放電路的“地”。剖開電池引出一根線是不明智的，用兩個相等的

8、電阻實現(xiàn)分壓似乎可以形成這樣的地。但是簡單的電阻分壓形成的地，具有較大的輸出電阻分壓電阻的1/2，需要一個能夠提供大電流輸出的運放進行低輸出阻抗的驅(qū)動。于是經(jīng)過圖7-1-3左側所示的運放驅(qū)動，就形成了PGND，即所謂的“偽地”。此時2.5V、PGND、-2.5V三根線就形成了一組雙電源。后續(xù)的應用電路可以是教科書上提供的任何一個標準電路比例器、微積分器、濾波器等等。因此，使用偽地型電路，其核心是制作一個單電源中點的偽地。+V單電源負單電源正R2C1C2R1R3-VPGNDOPA350C3220k220k110k1F1F0.1FC4C50.1F0.1F圖7-1-4 電阻分壓的偽地產(chǎn)生電路+V單電

9、源負單電源正>80AC1C2R1R3-VPGNDOPA350C330k110k1F1F0.1FC4C50.1F2.2F圖7-1-5 電壓基準的偽地產(chǎn)生電路LM4040A255VR2UiUoRL圖7-1-2 雙電源供電放大器-5V-5V5VGND圖7-1-3單電源供電形成的偽地型放大器R12.5VR2UiUoRL-2.5V2.5V-2.5VPGNDR1圖7-1-4是AnalogDeviceInc.資料AN-581給出的偽地產(chǎn)生電路，電路中采用兩個相等的電阻實現(xiàn)準確的分壓。需要注意的是，產(chǎn)生偽地的運放必須具有幾個特點，第一，它能夠提供較大的輸出電流，以提供給后級電路可能需要的電流支出。第二，

10、它必須能夠驅(qū)動足夠大的電容負載，圖中的C2C3以及后級電路的電源引腳的旁路電容，都是PGNG的電容負載。第三，最好，它的輸入失調(diào)電壓小一些，它的噪聲小一些。OPA350是一個經(jīng)常的選擇。在電池電壓發(fā)生微弱變化時，這個電路沒有保證PGND到-V保持2.5V的壓差，而僅僅保證PGND處于+V和-V的中點電位。這樣的設計，好處是PGND的中心性，但是在下例應用中，卻不完美。單電源放大電路之后可能會使用單電源ADC。很多單電源ADC都直接使用正5V電壓作為整個芯片的唯一供電電源，因此，整個電路就被接成圖7-1-6所示：正5V電源一方面直接給ADC供電，另一方面由電阻分壓電路加驅(qū)動形成偽地，供單電源運放

11、使用。注意，此時ADC看到的信號大小，都是以自身的GND為基準結合參考電壓VREF進行度量的，或者說它的數(shù)字量輸出000H是以輸入電壓等于GNDADC定義的。如果此時電源上出現(xiàn)了波動或者噪聲大小為noise，則正電源電壓為5V+noise，而偽地PGND電壓為2.5V+0.5noise，即偽地已經(jīng)不穩(wěn)了，此時疊加在運放正輸入端的信號變成了Ui+2.5V+0.5noise，放大器最終的輸出應為PGND+AUi=2.5V+0.5noise+AUi，雖然它沒有對輸入的0.5noise進行放大，但是它疊加在PGND上，就導致其輸出含有不穩(wěn)的成分0.5noise。要實現(xiàn)精確測量，就必須保證電源5V足夠穩(wěn)

12、定，這點對很多電源提出了太高的要求。采用圖7-1-5偽地產(chǎn)生電路的圖7-1-7電路則可以避免這個問題。這個電路中，以電源輸入負極為基準，則偽地電位衡為2.5V，當電源正極存在波動時，不會影響到偽地與負極之間的壓差。這樣就可以利用運放較高的PSRR，使得運放在電源含義noise的情況下，輸出幾乎不含有noise。但是這個電路存在的問題是，當電源電壓不等于5V時，偽地電位將不再處于運放正負電源管腳電位的中心，這會引起一定的共模輸入。5V+noiseR2UiUo=2.5V+0.5noise+AUi0V5V+noise0V2.5V+0.5noiseR1Ui+2.5V+0.5noiseADCGNDADC

13、VDD圖7-1-6 電阻分壓式偽地在單電源ADC中存在的問題2.5V+0.5noise5V+noiseR2UiUo=2.5V+AUi0V5V+noise0V2.5VR1Ui+2.5VADCGNDADC圖7-1-7 電壓基準式偽地在單電源ADC中的使用另外，德州儀器公司生產(chǎn)的一款專用偽地產(chǎn)生器TLE2425，也可以用于產(chǎn)生偽地。圖7-1-7A是該芯片的封裝。從外部特性看，這是一款類似于電壓基準式偽地產(chǎn)生芯片其輸出2.5V相對于地是穩(wěn)定的。2） 交流耦合型交流耦合型單電源電路，是指信號鏈中各級之間的耦合方式為交流耦合，包括輸入信號到第一級電路、各級電路之間，以及輸出級與負載之間。交流耦合最為常見的

14、方式為阻容耦合、變壓器耦合。本節(jié)以阻容耦合為例。圖7-1-8是一個典型的單電源交流耦合型放大電路。5VR2UiUo1=2.5V+G1Ui0VR1Ubias=2.5V5VR4C1Uo2=2.5V+G1G2Ui0VR3C2圖7-1-8 一個典型的交流耦合型二級放大電路A1A22.2F30k交流耦合型單電源電路與偽地型電路最大的區(qū)別有兩點：第一，交流耦合型電路不再需要制作要求較高的偽地大的輸出驅(qū)動電流、可驅(qū)動較大的電容負載，因此結構更為簡單。第二，交流耦合型電路無法滿足低頻或者直流放大。交流耦合電路的設計核心有兩點：第一，給各級電路提供合適的靜態(tài)工作點。第二，用合適的方法將信號耦合到放大電路中。圖7

15、-1-8中，A1實現(xiàn)的是反相放大，其增益G1=-R2/R1。A1的靜態(tài)工作點由外部基準源提供，有些電路使用兩個電阻分壓實現(xiàn)，本文采用一個2.5V穩(wěn)壓管實現(xiàn)，這有助于降低電源紋波對信號的影響。由于A1正輸入端不消耗電流，所以不需要增加額外的驅(qū)動跟隨器。這樣，在靜態(tài)時，由于C1的隔直作用，A1成為一個跟隨器，其輸出端和負輸入端都等于2.5V。在信號出現(xiàn)時，R1和C1組成的阻容耦合電路，會使R1上流過表征信號的交變電流，導致輸出會在2.5V基礎上出現(xiàn)反相的波動實現(xiàn)了信號放大或者衰減。A2組成的第二級電路是一個同相放大器，它的靜態(tài)工作點來自第一級的靜態(tài)輸出2.5V，信號耦合是直接耦合。需要注意的是，電

16、容C2在這里起到了關鍵的作用。如果把C2短接，A2組成的電路將對2.5V實施放大，在靜態(tài)時就會產(chǎn)生輸出飽和比如R3=R4，運放為了維持虛短，輸出將變成5V。而C2的存在，將使得靜態(tài)量無法得到放大，運放A2的正輸入端、負輸入端、輸出端在靜態(tài)時均處于2.5V。對于第一級輸出的交變信號，C2將被視為短路，A2電路表現(xiàn)出G2=1+R4/R3的增益。在交流耦合型放大電路中，整個放大器表現(xiàn)為一個高通濾波器。圖7-1-8中有兩個一階高通濾波環(huán)節(jié)：C1R1形成的fL1，C2R3形成的fL2，最終的高通下限截止頻率由兩個環(huán)節(jié)合并形成：當兩者差別很大時，取較大的一個，否則利用公式計算。，或選擇時間常數(shù)可以使得兩個

17、截止頻率接近。使用交流耦合放大電路，必須保證輸入信號最小頻率遠遠大于下限截止頻率。圖7-1-8中，第一級為反相放大電路，其輸入耦合電路較為簡單。第二級利用了直接耦合，回避了同相輸入的交流耦合問題。實際上，在交流耦合電路中，同相輸入的耦合方法較為復雜。圖7-1-9是一個較好的同相輸入交流耦合電路，這里需要考慮的問題較多。5VR40VR1C2A22.2F30k5VC1R2UiR3100kIchange圖7-1-9 最實用的同相輸入交流耦合電路IZ首先要考慮穩(wěn)壓管的最小穩(wěn)定工作電流。當輸入信號變化時，可能形成一個瞬時電流Ichange，它會奪走原本提供給穩(wěn)壓管的電流，使得穩(wěn)壓管擺脫穩(wěn)壓狀態(tài)。這是必須

18、避免的。計算如下：k正常工作情況下，輸入信號幅度UiP滿足下式。，則在輸入階躍信號時，R2上流過的最大電流為，要求在這種情況下，流過穩(wěn)壓管的電流IZ仍然大于穩(wěn)壓管工作最小電流IZmin。則設增益為，則，當設定放大器增益后，根據(jù)截止頻率可以選定R2，可以根據(jù)上式確定R1的最小值。例如，已知一個穩(wěn)壓管最小工作電流為45uA，要求放大器通帶增益為10倍，下限截止頻率為2Hz，外部電阻不要超過100k，且功耗盡量小。求解圖7-1-9中的其它元件參數(shù)。解：首先，由截止頻率等于2Hz，可知C1R2、C2R3組成的高通截止頻率相等，且，解得Hz按照設計要求，電路中最大電阻應為R4，先假設R4=100k，則R

19、3=11.1k，計算的C2=1/2R3fL1=11.65F，結果非標。因電阻不能再大，電容需要增加靠攏標準E6系列，只有22F可選。設C2=22F，重新計算R3=1/2C2fL1=5.884k，選擇為5.6k，則R4=9R3=50.4k，可選為51k。在標稱阻值內(nèi)篩選，可做到10倍增益。如果要保證截止頻率完全準確，又要保證運放兩個輸入端阻抗匹配（抵消偏置電流帶來的偏置電壓），就必須使得R2=R3/R4，然后重新計算C1，那么結果一定是非標的。一種方案是C1=C2=22F，R2=R3=5.6k，這樣照顧了截止頻率相同，但使得輸入端阻抗稍有差別如果運放的輸入失調(diào)電流較小的話，這種不匹配造成的影響是

20、較小的。如果考慮到后級也是交流耦合，那么失調(diào)電壓將不存在問題。我覺得這是一個良好的方案。另一種方案是C1仍選為22F，選擇R2=5.6k/51k約為5.1k，這樣照顧了失調(diào)影響，但使得截止頻率稍有變化。本文采用第一種方案。利用上式解得可選R1=27k。至此，滿足設計要求的電路如圖7-1-10所示。反向計算如下：截止頻率為Hz，2.1Hz，與要求近似。通道增益可通過篩選R4為50.4k實現(xiàn)10倍。靜態(tài)時流過穩(wěn)壓管的電流為A最大可能的電流變化為0.25V/R2=44A，此時穩(wěn)壓管尚存48.6A，滿足45A要求。5VR40VR1C2A22.2F27k5VC1R2UiR35.6k圖7-1-10 滿足例

21、題要求的同相輸入交流耦合電路5.6k51k22F22F3） 直接耦合型不使用電容等實現(xiàn)交流耦合，也不使用偽地，而是利用一個較高的固定電壓例如電源電壓VD，將輸入交變信號提升到0VD之間，將輸出信號的靜態(tài)值提升到VD/2，同樣可以實施單電源下的信號處理。這樣的單電源電路就稱為直接耦合型單電源電路。直接耦合型電路的優(yōu)點是，它不再需要偽地型制作高質(zhì)量的偽地，也不需要交流耦合，因此可以放大直流信號。但是它也有明顯的缺點：1） VD介入了信號通道，電源上的紋波將在信號中出現(xiàn)，運放本身具備的PSSR將失去意義。這在某些常見的交流耦合電路中也存在。2） 計算比較復雜。以一個典型的直接耦合型電路為例，來說明這

22、個電路的優(yōu)缺點。圖7-1-11是一個單電源直接耦合型放大電路，假設要求放大10倍。分析一下它的設計思路。如果沒有R2，信號直接接入運放的正輸入端，交變信號的負電壓部分將超過運放的輸入最小值0V。因此，R2將高電壓VD引入，使得UA點的靜態(tài)電位得到提升，以滿足交變信號負電壓時UA瞬時電位也不會低于0V。但是這個做法，信號在UA處已被衰減，1+R4/R3必須大于10才能使得總增益等于10。這將引起一個較為復雜的計算以滿足如下條件：l 靜態(tài)時VD通過R1_R2分壓形成UA，再經(jīng)過1+R4/R3增益達到VD/2。l 動態(tài)時，交變信號通過R2_R1分壓，再經(jīng)過1+R4/R3增益達到10倍總增益。l R2

23、/R1應等于R3/R4。嚴格說，這個電路可以通過一個穩(wěn)壓環(huán)節(jié)產(chǎn)生一個穩(wěn)定的電壓，代替具有紋波的VD，就可以克服缺點1），但是很少見到這樣的設計。直接耦合型單電源放大電路種類很多，計算也很復雜，在7.2節(jié)中詳述。VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-1-11 直接耦合型同相放大電路，G>=0.57.2. 比例器以運放為核心的放大電路，包括比例器、加減法器、檢測電路、轉(zhuǎn)換電路、濾波電路等。而實現(xiàn)方案又包括偽地型、交流耦合型，以及直接耦合型。其中偽地型電路無需單另介紹，只要制作出合適的偽地，理論上說所有的雙電源電路都可以在單電源系統(tǒng)中使用。因此本節(jié)僅介紹直接耦合型電路和交流耦合型電路。其中

24、同相、反相比例器是基礎。為方便起見，我們首先定義幾個符號?；谀骋徽妷旱男盘栔赶螯c信號特征為單電源系統(tǒng)的信號指向點信號特征為雙電源系統(tǒng)的信號基于0V的信號圖7-2-1 關于本節(jié)的幾個符號定義7.2.1. 直耦型交流信號進入單電源系統(tǒng)（提升式）直耦型電路面臨兩種最基本的設計需求：第一，具有負電壓的交變信號如何被只有正電壓的單電源電路放大，此類電路由于輸入信號直流電平為0，而輸出直流電平為VD/2，簡稱提升式；第二，具有靜態(tài)電位的信號如何在單電源電路中既保持靜態(tài)電位仍是VD/2，又將交變成分放大，此類電路被稱為同電位式。本小節(jié)僅介紹第一項。第一項電路的特點是：1） 電路接受的是純粹的交變信號，具

25、有負電壓成分。2） 輸出信號具有0VD的靜態(tài)電位，一般是VD/2。3） 交變信號被放大或者衰減。同相放大（交流增益大于等于0.5）圖7-2-2電路是一個能夠?qū)崿F(xiàn)直流電平提升到VD/2，交流增益大于等于0.5的電路。其輸入輸出之間是同相的。VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-2-2 單電源提升式同相，G>=0.5UA點直流電平被提升到一個合適的位置，有下式存在：（7-1）設，則（7-2）從表達式可以看出，輸出由直流成分（1+k）aVD和交流成分（1+k）（1-a）Ui組成。設計者只要知道當信號源為0輸入時要求的輸出電壓UOZ，以及需要的交流增益G即可。因此，式（7-2）可以用下式表達

26、：，且解得：(7-3)已知a，k，確定各電阻的方法如下。首先選擇R3為一個基準電阻，這個電阻的選擇與整個噪聲水平、功耗設置有關，也與電阻精度造成的易選性有關。本文只以R3為基準，計算出其他電阻與R3的比值，具體選擇請自行斟酌。(7-4)對R1、R2的計算，依據(jù)下式。解得(7-5)至此，利用式（7-4）（7-5）即可得到各電阻值。舉例1：25倍同相放大。輸入為幅度0.1V正弦波，希望輸出為基于2.5V的幅度為2.5V的同相正弦波。解：首先根據(jù)設計要求，確定交流增益G=25和0輸入時的輸出UOZ=2.5V。代入式（7-3），得到a和k。設R3=1000，根據(jù)式（7-4）（7-5）得到：kkk以如下

27、電路進行仿真，得到結果如圖7-2-3。圖7-2-3 同相25倍增益仿真電路和結果舉例2：0.6倍衰減。要求輸入為4V正弦波，輸出為基于2.5V的幅度為2.4V的正弦波。解：交流增益為G=0.6，UOZ=2.5，按照上述相同的算法，假設R3=5100，得到圖7-2-4 同相0.6倍增益仿真電路和結果R4=510，R2=1020，R1=850，仿真電路和結果如圖7-2-4。舉例3：同相1倍。要求輸入2V正弦波，輸出為基于2.25V的幅度為2V的正弦波。解：交流增益為G=1，UOZ=2.25，按照上述相同的算法，假設R3=1000，得到圖7-2-5 同相1倍增益2.25V偏移仿真電路和結果R4=45

28、0，R2=1000，R1=450，仿真電路和結果如圖7-2-5。同相衰減（G<=0.5）在假設輸出是基于2.5V的情況下，圖7-2-2電路只能實現(xiàn)G>=0.5的增益，其中G=0.5可以采用斷開R3，R2=R1=2R4實現(xiàn)。但是，如果需要交流增益小于0.5的同相放大，上述電路就無能為力了。要實現(xiàn)更小的增益，在UA處增加一個電阻R5接地，且將后續(xù)R3的增益環(huán)節(jié)去掉，讓其變成跟隨器。只要R5足夠小，就可以實現(xiàn)更大程度的衰減，電路結構如圖7-2-6所示。R2VDR1UAUoR5RLUiR4圖7-2-6單電源提升式同相，G<=0.5假設增益為G，零輸入時輸出為UOZ，則有下式成立：上式

29、相除，得，即(7-6)再將式（7-6）代入G的表達式，并同乘以分母，得，化簡之，得，再化簡，得(7-7)為了平衡運放的輸入端，也考慮到某些具有輸入保護二極管的運放需要增加跟隨器保護電阻，電路中保留了不影響計算的R4，其大小為：(7-8)從式（7-7）也可看出，如果G>0.5，分母有可能為負值。如果要求G=0.5，在UOZ=VD/2情況下，R5表達式的分母為0，理論上R5為無窮大。其實，把R5斷開，就與圖7-2-2電路實現(xiàn)G=0.5殊途同歸了。舉例1：要求將一個標準正弦波衰減0.2倍，形成基于2.5V的輸出。解：可知G=0.2，UOZ=2.5，根據(jù)式（7-6）（7-7）計算得：設R1=10

30、000，R2=4000，R5=6667，仿真電路及結果如圖7-2-7所示。圖7-2-7 同相0.2倍增益仿真電路和結果舉例2：要求將一個標準正弦波衰減0.48倍，形成基于2V的輸出。圖7-2-8 同相0.48倍增益偏移2V仿真電路和結果解：可知，G=0.48，UOZ=2。代入式（7-6）（7-7），設R1=1000，R2=1200，R5=4000，仿真電路及結果如圖7-2-8所示。反相放大在直接耦合電路中，反相放大器設計思路較為清晰，只需一個電路就可實現(xiàn)衰減或者放大。其結構如圖。VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-2-9 單電源提升式反相放大電路與前述電路類似，設計者需要確定交流增益G，

31、以及零輸入時輸出電平UOZ，也需要首先確定電阻R3，其余電阻都以R3為基準計算。由于已知G，則(7-9)在零輸入情況下，所以，結合解得（7-10）（7-11）舉例1:反相10倍，輸出基于2.5V。圖7-2-10 反相10倍增益仿真電路和結果解：選定R3=1000，計算得R4=10k，R1=952.38，R2=20k，仿真結果如圖7-2-10。舉例2:反相1倍，輸出基于2.5V。圖7-2-11 反相1倍增益仿真電路和結果解：選定R3=1000，計算得R4=1k，R1=666.67，R2=2k，仿真結果如圖7-2-11。舉例3:反相0.1倍，輸出基于1.5V。圖7-2-11 反相1倍增益仿真電路和

32、結果解：選定R3=10000，計算得R4=1k，R1=1250，R2=3333，仿真結果如圖7-2-11。7.2.2. 直耦型同電位信號傳遞所謂的單電源電路之間的信號傳遞，是指輸入信號來自于前級的單電源電路，除去交變成分外，本身就具有一個直流電壓。此時，需要已知前級的直流電壓UIZ，輸出直流電壓UOZ，以及電路增益G。那么，在UIZ不等于UOZ的情況下，這類電路的分析甚至比前面電路還要復雜。但是，如果統(tǒng)一輸入輸出的直流電平都保持在相同的電位電源電壓的1/2，電路結構反而會更加簡單。此類電路稱為同電位電路。同電位反相放大VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-2-12 同電位反相放大電路VD/

33、2VD/2要求輸入為基于VD/2的信號，輸出也為基于VD/2的信號，具有增益G反相放大。電路結構如圖7-2-12所示。確定R3，其它電阻計算如下：（7-12）由于此電路在靜態(tài)時UA為VD/2，運放負輸入端和輸出端靜態(tài)時也為VD/2，所以R1=R2，且R1/R2=R3/R4，易得（7-13）舉例：輸入為基于2.5V的正弦波，輸出為基于2.5V的反相放大10倍的正弦波。解：可知G=10，設R3=10000，根據(jù)式（7-12）（7-13）計算得R4=100k，R1=R2=18.18k。仿真電路和結果如圖7-2-13。圖7-2-13 同電位反相放大仿真電路和結果同電位同相放大要求輸入為基于VD/2的信

34、號，輸出也為基于VD/2的信號，具有增益G同相放大。電路結構如圖7-2-14所示。VDR1R3R4UiUoUARL圖7-2-14 同電位同相放大電路VD/2VD/2R2確定R3，其它電阻計算如下：（7-14）（7-15）（7-16）舉例：輸入為基于2.5V的幅度為1V的正弦波，輸出為基于2.5V的幅度為2V的正弦波。解：可知G=2，確定R3=1000，根據(jù)式（7-14）式（7-16）計算得：R2=1000，R4=500，R1=250，仿真如圖7-2-15。圖7-2-15 同電位同相放大仿真電路及結果同電位同相衰減很少利用上述電路實現(xiàn)1倍放大。如果要實現(xiàn)同相位1倍放大，最好的辦法是制成跟隨器形式

35、，也就是在電路中將R2和R3去掉，保持R1和R4相等。也可以在保證運放沒有輸入保護的情況下，直接短路兩個電阻。但是不可避免的，我們?nèi)詴龅酵娢煌嚯娐分械男盘査p問題。用三電阻結構設計如下：VDR1R5R4UiUoUARL圖7-2-16 同電位同相衰減電路VD/2VD/2R2有如下要求，第一，R2=R5，以確保在沒有輸入的情況下，UA=2.5V；第二，UA處信號被衰減到原先的G倍（G<1），第三，R1、R2、R5的并聯(lián)值等于R4。據(jù)此列出：上兩式相除，得（7-17）（7-18）舉例：輸入為基于2.5V的8V正弦波，要求輸出為基于2.5V的2V正弦波。解：可知G=0.25，選擇R4=10

36、00，根據(jù)式（7-17）（7-18）計算得R1=4000，R2=R5=2667，仿真如圖7-2-17。圖7-2-17 同電位同相衰減仿真電路及結果7.2.3. 交流耦合型如果信號不包含直流信息，在信號傳遞耦合過程中，就可以采用阻容耦合方式只傳遞交變信號而去除了直流成分。這使得單電源電路擺脫了復雜的直流電平計算，而只考慮交變成分的放大或者衰減，電路結構就與前述電路完全不同相對來說變得更容易理解和設計。阻容耦合反相放大器圖7-2-20是一個典型的阻容耦合反相放大器，設計和使用都很容易。它可以對一個含直流量或者不含直流量的交變信號實施有效的放大或者衰減。在設計中，需要滿足如下四點要求：1） R1和R

37、2負責給運放提供合適的偽地。一般情況下，可以選擇這兩個電阻相等，以得到UA=VD/2作為偽地電位。當然也可以按照實際需要，將UA設置成需要的電位。需要注意的是，這個電路在靜態(tài)時輸出即為偽地電位。2） R3和R4決定交變信號增益。G=-R4/R3，符號表示輸入輸出反相。3） C1和R3負責隔斷前級的直流成分，且完成信號的耦合。因此，就形成了一個高通濾波器，其截止頻率是。注意，這個截止頻率要遠遠小于信號的最小有效頻率。4） 為減少因偏置電流引入的偏置電壓，可以考慮設計R1/R2=R3/R4。VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-2-20 阻容耦合反相放大電路C1圖7-2-21給出的是一個阻容耦

38、合式10倍增益的反相放大器。設計中采用了簡單估算方法。運放同相端形成偽地的兩個分壓電阻選擇了整數(shù)20k，而不是精確計算的值10k和100k并聯(lián)值的2倍。為了降低下限截止頻率，適當選擇C1和R3都比較大。計算可知其下限截止頻率為1.59Hz。仿真實驗中輸入了220mV，5000Hz的正弦信號。從結果看，增益大約為10倍，反相輸出。圖7-2-21 阻容耦合反相放大仿真電路及結果圖7-2-22是該電路頻率特性。其中下限截止頻率大約為1.59Hz，與理論分析吻合。幅頻特性中顯示在301kHz處還有一個上限截止頻率，這來自運放TLV247XA的開環(huán)增益的下降。讓我們試著估算一下，這個截止頻率是否與運放的

39、數(shù)據(jù)吻合。設301kHz處運放具有開環(huán)增益A301，那么下式成立：上式中k為前饋系數(shù)，為輸入電壓在凈輸入端的倍率，此電路中為10/11，F(xiàn)為反饋系數(shù)，為輸出電壓在凈輸入端的倍率，此電路中為1/11。已知F=1/11，解得A301=26.5，即運放TLV247XA在301kHz處具有26.5倍的開環(huán)增益，增益帶寬積約為26.5×301kHz=7988.54kHz。此值與數(shù)據(jù)手冊給出的2.8MHz相差甚遠，問題出在哪里呢？我估計是仿真軟件在此處計算時出現(xiàn)了問題，也就是說，認定閉環(huán)上限截止頻率為301kHz是不正確的。我希望用一個實際電路來證明這一點。圖7-2-22 阻容耦合反相放大電路的

40、頻率特性-3dB頻率1.59Hz-135度頻率1.59Hz-3dB頻率301kHz-225度頻率301kHz阻容耦合同相放大器電路如圖7-2-23所示。其中要求增益大于1時，使用左圖電路，增益等于1時，使用右側電路且將R5短接，如果要求增益小于1，使用右側電路，利用R5實現(xiàn)信號的衰減。R2=R1，實現(xiàn)UA為偽地等于VD/2。注意此處的偽地不需要電流輸出，僅用兩個相等的電阻進行分壓即可，電阻值的大小需要考慮功耗、噪聲等指標要求，以及與R3、R4的匹配。一般都是先根據(jù)噪聲、功耗的綜合確定R1，再相應計算其它電阻。VDR2R5R3R4UoUARL圖7-2-23 阻容耦合同相放大電路UiC1C2R1V

41、DR2R4UiUoUARLC2R1圖7-2-24是一個10倍同相增益的阻容耦合放大電路。R1越大，此處消耗電流越小，對整體功耗降低有貢獻，但也相應地引起了噪聲的增加。綜合考慮，可以選擇20k（如何平衡功耗和噪聲，是一個復雜的計算過程，本節(jié)不詳述）。據(jù)此，R2=R1=20k。又要求增益為10，則R4/R3=9，且R4/R3約等于R1/R2=10k。因此粗選R3=10k，R4=9k。為盡量降低下限截止頻率，選擇C1=10F，得到輸入端的高通下限截止頻率為Hz。選擇C2=10F，得到放大環(huán)節(jié)的高通下限截止頻率為圖7-2-24 阻容耦合同相放大仿真電路及結果Hz。這兩個環(huán)節(jié)在信號流向上是相乘的關系，因

42、此可以按照估算公式，=2.58Hz計算得到總的下限截止頻率。仿真結果如圖7-2-24所示，接入的是5000Hz，220mV正弦波，放大后輸出為基于2.5V的幅度大約為2.2V的正弦波，與設計吻合。頻率特性仿真結果為圖7-2-25，可以看出總的下限截止頻率比2.43Hz略大，與計算的2.58Hz基本吻合。同時總的濾波效果是一個二階高通濾波器。圖7-2-25 阻容耦合同相放大電路頻率特性-3.08dB頻率2.43Hz89.57度頻率1.44Hz同相增益為1的電路如圖7-2-26所示。頻率特性如圖7-2-27。圖7-2-26 阻容耦合同相增益=1仿真電路及結果圖7-2-27 阻容耦合同相增益1仿真電

43、路的頻率特性增益為0.5的阻容耦合同相放大電路及仿真結果如圖7-2-28，頻率特性如圖7-2-29。圖7-2-28 阻容耦合同相增益=0.5仿真電路及結果需要注意的是，當引入R5實現(xiàn)信號衰減的同時，輸入端的高通濾波器截止頻率也發(fā)生了相應改變，圖7-2-28電路的下限截止頻率為：Hz。圖7-2-29給出了本電路的頻率特性仿真。受運算樣點數(shù)的影響，我只獲得了接近-9dB（原增益為0.5倍，約為-6dB，實際截止頻率應為-9dB附近）的樣點頻率為0.7883Hz，相移45度的樣點頻率約為0.7974Hz附近。這與估算是吻合的。圖7-2-29 阻容耦合同相增益0.5仿真電路的頻率特性選擇同相還是反相放

44、大器？在交流耦合放大器中，應該選擇同相還是反相放大器結構呢？這個問題沒有確切的答案，應視不同場合做出最佳的選擇。0.1FVDC2VD6.8FR2R2UoC2UoR1UAR1UiUARLUiRLC2R4C1R4R3R5圖7-2-23 阻容耦合同相放大電路7.3. 加法器和減法器7.3.1. 直耦型交流信號進入單電源系統(tǒng)同相加法有三個基于0的信號輸入，分別為UiA、UiB、UiC，要求輸出基于UOZ，增益分別為GA、GB、GC。設，根據(jù)輸出靜態(tài)電位等于UOZ根據(jù)三個輸入信號增益，得UiAVDR2R1AR3R4UoUARL圖7-3-1同相加法UiBR1BUiCR1C反相加法有三個基于0的信號輸入，分

45、別為UiA、UiB、UiC，要求輸出基于UOZ，增益分別為-GA、-GB、-GC。設，根據(jù)輸出靜態(tài)電位等于UOZ根據(jù)三個輸入信號增益，得R4R3VDRLUoUAR1CUiCR1BUiBR1AR2UiA圖7-3-2 反相加法減法兩個基于0的信號輸入，分別為uiA、uiB，要求輸出基于UOZ，實現(xiàn)電路如圖7-3-3所示，用一個2.5V穩(wěn)壓管提供輸出靜態(tài)電位。分析如下：VDR2R1RUoUARL圖7-3-3 減法UiBR1UiAR22.5V靜態(tài)分析，當輸入信號均為0時：=2.5V可以看出，選擇不同穩(wěn)壓值的穩(wěn)壓管，可以改變輸出UOZ。動態(tài)分析，利用疊加原理分別分析每個輸入引起的輸出交變量。當輸入時：，

46、當輸入時：因此，總的輸出為靜態(tài)輸出+，即7.3.2. 直耦型同電位信號傳遞本節(jié)討論本身具有直流電平偏移的信號的加減法。比如兩個輸入信號都是基于2.5V的信號，要實現(xiàn)它們之間的加法或者減法。反相加法輸入為基于VD/2的信號、，輸出也為基于VD/2的信號，具有不同增益的反相放大，表達式如下：電路結構如圖7-3-4所示。R2VDUoR1UAVD/2RLR3BR4R3AUiBUiAVD/2圖7-3-4反相加法電路確定R4，其它電阻計算如下：（7-12）由于此電路在靜態(tài)時UA為VD/2，運放負輸入端和輸出端靜態(tài)時也為VD/2，所以R1=R2，且R1/R2=R3A/R3B/R4，易得（7-13）舉例：輸入

47、為基于2.5V的正弦波，輸出為基于2.5V的反相放大10倍的正弦波。解：可知G=10，設R3=10000，根據(jù)式（7-12）（7-13）計算得R4=100k，R1=R2=18.18k。仿真電路和結果如圖7-3-5。圖7-3-5反相加法仿真電路和結果同相加法要求實現(xiàn)兩個具有直流偏移的輸入信號的同相相加，具有不同增益。表達式如下：電路結構如圖7-3-6所示。R1BVDUoR1AUiBR2VD/2RLUiAUAR4VD/2R3圖7-2-14 同電位同相放大電路確定R1A，其它電阻計算如下：，兩式相除得，且解得減法兩個基于VD/2的信號輸入，分別為UiA、UiB，要求輸出基于VD/2，實現(xiàn)2.5VRL

48、UAUoRVD電路如圖7-3-3所示，用一個2.5V穩(wěn)壓管提供輸出靜態(tài)電位。分析如下：圖7-3-3 減法R2靜態(tài)分析，當輸入信號均為0時：R2R1UiBUiAR17.3.3. 交流耦合型交流耦合反相加法器圖7-2-20是一個典型的阻容耦合反相放大器，設計和使用都很容易。它可以對一個含直流量或者不含直流量的交變信號實施有效的放大或者衰減。RLUAUoUiR1R2VDC1R4R3R3C1圖7-2-20 阻容耦合反相放大電路圖7-2-21給出的是一個阻容耦合式10倍增益的反相放大器。設計中采用了簡單估算方法。運放同相端形成偽地的兩個分壓電阻選擇了整數(shù)20k，而不是精確計算的值10k和100k并聯(lián)值的

49、2倍。為了降低下限截止頻率，適當選擇C1和R3都比較大。計算可知其下限截止頻率為1.59Hz。仿真實驗中輸入了220mV，5000Hz的正弦信號。從結果看，增益大約為10倍，反相輸出7.4. 濾波器7.4.1. 低通有源濾波器1) 提升式輸入信號為基于0V的具有正負電壓的信號，要求輸出基于VD/2，具有設定的交變信號增益。本節(jié)介紹一階反相、一階同相、二階Sallen-Key、二階MFB型低通濾波器。一階反相低通濾波器電路如圖7-4-1所示。VDR2R1R3R4UiUoUARL圖7-4-1 單電源提升式反相一階低通電路C首先確定R4和C，以保證低通截止頻率滿足下式：其后根據(jù)G=-R4/R3確定R

50、3。至此，UA的靜態(tài)電位應該滿足下式：在不要求兩個輸入端外部電阻平衡的情況下，只要R1和R2分壓滿足UA即可。如果需要阻抗平衡，可采用與圖7-2-9電路相同的方法。一階同相低通濾波器電路如圖7-4-2所示。增益分析方法和電阻選擇與7-2節(jié)相同。本小節(jié)僅需注意：(7-14)VDR2R1R3R4UiUoRL圖7-4-2 單電源提升式同相一階低通電路C二階提升式Sallen-Key濾波器有兩種SK濾波器：圖7-4-3（a）是簡化SK濾波器，（b）是精確SK濾波器。關于精確SK濾波器，僅需注意兩個電阻R1A/R1B合并形成了R1即可，其余選擇電阻電容的方法與雙電源電路完全相同。因此，本小節(jié)不對（b）圖

51、進一步介紹。粗略一看，(a)圖更加復雜一些，稱之為簡化型實在是不合適。其實不然，這個電路簡單之處在于只有一個待選的電容C，整個電路的計算都不需要查表精確的SK濾波器需要查找濾波器系數(shù)表，然后根據(jù)復雜的公式計算各個電阻、電容值。本電路的Q值和增益是相互影響的，常用到以下公式：要確保R1A/R1B=R2，且一般選擇R1A=R1B，則(7-15)(7-16)這個電路與雙電源電路的主要區(qū)別在于增加了靜態(tài)工作點的設置。首先，通過R1A將輸入信號提升到2.5V，通過R2加載到運放的正輸入端。其次，運放的輸出靜態(tài)電壓通過反饋電阻R4在R3分壓，作用到運放的負輸入端。兩者必須平衡。當兩個R3相等時，輸出2.5V即可使得負輸入端靜態(tài)電壓為2.5V，當兩個R3不相等時，輸出靜態(tài)電壓可能高于或者低于2.5V。