IGBT驅動電路.doc

IGBT模塊驅動及保護技術1引言 IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復合器件。它既有MOSFET易驅動的特點，又具有功率晶體管電壓、電流容量大等優(yōu)點。其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十kHz頻率范圍內，故在較高頻率的大、中功率應用中占據了主導地位。 IGBT是電壓控制型器件，在它的柵極-發(fā)射極間施加十幾V的直流電壓，只有A級的漏電流流過，基本上不消耗功率。但IGBT的柵極-發(fā)射極間存在著較大的寄生電容（幾千至上萬pF），在驅動脈沖電壓的上升及下降沿需要提供數A的充放電電流，才能滿足開通和關斷的動態(tài)要求，這使得它的驅動電路也必須輸出一定的峰值電流。 IGBT作為一種大功率的復合器件，存在著過流時可能發(fā)生鎖定現象而造成損壞的問題。在過流時如采用一般的速度封鎖柵極電壓，過高的電流變化率會引起過電壓，為此需要采用軟關斷技術，因而掌握好IGBT的驅動和保護特性是十分必要的。 2柵極特性 IGBT的柵極通過一層氧化膜與發(fā)射極實現電隔離。由于此氧化膜很薄，其擊穿電壓一般只能達到2030V，因此柵極擊穿是IGBT失效的常見原因之一。在應用中有時雖然保證了柵極驅動電壓沒有超過柵極最大額定電壓，但柵極連線的寄生電感和柵極集電極間的電容耦合，也會產生使氧化層損壞的振蕩電壓。為此。通常采用絞線來傳送驅動信號，以減小寄生電感。在柵極連線中串聯小電阻也可以抑制振蕩電壓。 由于IGBT的柵極發(fā)射極和柵極集電極間存在著分布電容Cge和Cgc，以及發(fā)射極驅動電路中存在有分布電感Le，這些分布參數的影響，使得IGBT的實際驅動波形與理想驅動波形不完全相同，并產生了不利于IGBT開通和關斷的因素。這可以用帶續(xù)流二極管的電感負載電路（見圖1）得到驗證。 (a)等 效 電 路 (b)開 通 波 形 圖1IGBT開關等效電路和開通波形 在t0時刻，柵極驅動電壓開始上升，此時影響柵極電壓uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，柵極電壓上升較快。在t1時刻達到IGBT的柵極門檻值，集電極電流開始上升。從此時開始有2個原因導致uge波形偏離原有的軌跡。 首先，發(fā)射極電路中的分布電感Le上的感應電壓隨著集電極電流ic的增加而加大，從而削弱了柵極驅動電壓，并且降低了柵極發(fā)射極間的uge的上升率，減緩了集電極電流的增長。 其次，另一個影響柵極驅動電路電壓的因素是柵極集電極電容Cgc的密勒效應。t2時刻，集電極電流達到最大值，進而柵極集電極間電容Cgc開始放電，在驅動電路中增加了Cgc的容性電流，使得在驅動電路內阻抗上的壓降增加，也削弱了柵極驅動電壓。顯然，柵極驅動電路的阻抗越低，這種效應越弱，此效應一直維持到t3時刻，uce降到零為止。它的影響同樣減緩了IGBT的開通過程。在t3時刻后，ic達到穩(wěn)態(tài)值，影響柵極電壓uge的因素消失后，uge以較快的上升率達到最大值。 由圖1波形可看出，由于Le和Cgc的存在，在IGBT的實際運行中uge的上升速率減緩了許多，這種阻礙驅動電壓上升的效應，表現為對集電極電流上升及開通過程的阻礙。為了減緩此效應，應使IGBT模塊的Le和Cgc及柵極驅動電路的內阻盡量小，以獲得較快的開通速度。 IGBT關斷時的波形如圖2所示。t0時刻柵極驅動電壓開始下降，在t1時刻達到剛能維持集電極正常工作電流的水平，IGBT進入線性工作區(qū)，uce開始上升，此時，柵極集電極間電容Cgc的密勒效應支配著uce的上升，因Cgc耦合充電作用，uge在t1t2期間基本不變，在t2時刻uge和ic開始以柵極發(fā)射極間固有阻抗所決定的速度下降，在t3時，uge及ic均降為零，關斷結束。 由圖2可看出，由于電容Cgc的存在，使得IGBT的關斷過程也延長了許多。為了減小此影響，一方面應選擇Cgc較小的IGBT器件；另一方面應減小驅動電路的內阻抗，使流入Cgc的充電電流增加，加快了uce的上升速度。 圖 2IGBT關 斷 時 的 波 形 在實際應用中，IGBT的uge幅值也影響著飽和導通壓降：uge增加，飽和導通電壓將減小。由于飽和導通電壓是IGBT發(fā)熱的主要原因之一，因此必須盡量減小。通常uge為1518V，若過高，容易造成柵極擊穿。一般取15V。IGBT關斷時給其柵極發(fā)射極加一定的負偏壓有利于提高IGBT的抗騷擾能力，通常取510V。 3柵極串聯電阻對柵極驅動波形的影響 柵極驅動電壓的上升、下降速率對IGBT開通關斷過程有著較大的影響。IGBT的MOS溝道受柵極電壓的直接控制，而MOSFET部分的漏極電流控制著雙極部分的柵極電流，使得IGBT的開通特性主要決定于它的MOSFET部分，所以IGBT的開通受柵極驅動波形的影響較大。IGBT的關斷特性主要取決于內部少子的復合速率，少子的復合受MOSFET的關斷影響，所以柵極驅動對IGBT的關斷也有影響。 在高頻應用時，驅動電壓的上升、下降速率應快一些，以提高IGBT開關速率降低損耗。 在正常狀態(tài)下IGBT開通越快，損耗越小。但在開通過程中如有續(xù)流二極管的反向恢復電流和吸收電容的放電電流，則開通越快，IGBT承受的峰值電流越大，越容易導致IGBT損害。此時應降低柵極驅動電壓的上升速率，即增加柵極串聯電阻的阻值，抑制該電流的峰值。其代價是較大的開通損耗。利用此技術，開通過程的電流峰值可以控制在任意值。 由以上分析可知，柵極串聯電阻和驅動電路內阻抗對IGBT的開通過程影響較大，而對關斷過程影響小一些，串聯電阻小有利于加快關斷速率，減小關斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產生較大的集電極電壓尖峰。因此對串聯電阻要根據具體設計要求進行全面綜合的考慮。 柵極電阻對驅動脈沖的波形也有影響。電阻值過小時會造成脈沖振蕩，過大時脈沖波形的前后沿會發(fā)生延遲和變緩。IGBT的柵極輸入電容Cge隨著其額定電流容量的增加而增大。為了保持相同的驅動脈沖前后沿速率，對于電流容量大的IGBT器件，應提供較大的前后沿充電電流。為此，柵極串聯電阻的電阻值應隨著IGBT電流容量的增加而減小。 4IGBT的驅動電路 IGBT的驅動電路必須具備2個功能：一是實現控制電路與被驅動IGBT柵極的電隔離；二是提供合適的柵極驅動脈沖。實現電隔離可采用脈沖變壓器、微分變壓器及光電耦合器。 圖3為采用光耦合器等分立元器件構成的IGBT驅動電路。當輸入控制信號時，光耦VLC導通，晶體管V2截止，V3導通輸出15V驅動電壓。當輸入控制信號為零時，VLC截止，V2、V4導通，輸出10V電壓。15V和10V電源需靠近驅動電路，驅動電路輸出端及電源地端至IGBT柵極和發(fā)射極的引線應采用雙絞線，長度最好不超過0.5m。 圖 3由 分 立 元 器 件 構 成 的 IGBT驅 動 電 路 圖4為由集成電路TLP250構成的驅動器。TLP250內置光耦的隔離電壓可達2500V，上升和下降時間均小于0.5s，輸出電流達0.5A，可直接驅動50A/1200V以內的IGBT。外加推挽放大晶體管后，可驅動電流容量更大的IGBT。TLP250構成的驅動器體積小，價格便宜，是不帶過流保護的IGBT驅動器中較理想的選擇。 圖4由 集 成 電 路TLP250構 成 的 驅 動 器 5IGBT的過流保護 IGBT的過流保護電路可分為2類：一類是低倍數的（1.21.5倍）的過載保護；一類是高倍數（可達810倍）的短路保護。 對于過載保護不必快速響應，可采用集中式保護，即檢測輸入端或直流環(huán)節(jié)的總電流，當此電流超過設定值后比較器翻轉，封鎖所有IGBT驅動器的輸入脈沖，使輸出電流降為零。這種過載電流保護，一旦動作后，要通過復位才能恢復正常工作。 IGBT能承受很短時間的短路電流，能承受短路電流的時間與該IGBT的導通飽和壓降有關，隨著飽和導通壓降的增加而延長。如飽和壓降小于2V的IGBT允許承受的短路時間小于5s，而飽和壓降3V的IGBT允許承受的短路時間可達15s，45V時可達30s以上。存在以上關系是由于隨著飽和導通壓降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路電流同時增大，短路時的功耗隨著電流的平方加大，造成承受短路的時間迅速減小。 通常采取的保護措施有軟關斷和降柵壓2種。軟關斷指在過流和短路時，直接關斷IGBT。但是，軟關斷抗騷擾能力差，一旦檢測到過流信號就關斷，很容易發(fā)生誤動作。為增加保護電路的抗騷擾能力，可在故障信號與啟動保護電路之間加一延時，不過故障電流會在這個延時內急劇上升，大大增加了功率損耗，同時還會導致器件的di/dt增大。所以往往是保護電路啟動了，器件仍然壞了。 降柵壓旨在檢測到器件過流時，馬上降低柵壓，但器件仍維持導通。降柵壓后設有固定延時，故障電流在這一延時期內被限制在一較小值，則降低了故障時器件的功耗，延長了器件抗短路的時間，而且能夠降低器件關斷時的di/dt，對器件保護十分有利。若延時后故障信號依然存在，則關斷器件，若故障信號消失，驅動電路可自動恢復正常的工作狀態(tài)，因而大大增強了抗騷擾能力。 上述降柵壓的方法只考慮了柵壓與短路電流大小的關系，而在實際過程中，降柵壓的速度也是一個重要因素，它直接決定了故障電流下降的di/dt。慢降柵壓技術就是通過限制降柵壓的速度來控制故障電流的下降速率，從而抑制器件的dv/dt和uce的峰值。圖5給出了實現慢降柵壓的具體電路。 圖5實現慢降柵壓的電路 正常工作時，因故障檢測二極管VD1的導通，將a點的電壓鉗位在穩(wěn)壓二極管VZ1的擊穿電壓以下，晶體管VT1始終保持截止狀態(tài)。V1通過驅動電阻Rg正常開通和關斷。電容C2為硬開關應用場合提供一很小的延時，使得V1開通時uce有一定的時間從高電壓降到通態(tài)壓降，而不使保護電路動作。 當電路發(fā)生過流和短路故障時，V1上的uce上升，a點電壓隨之上升，到一定值時，VZ1擊穿，VT1開通，b點電壓下降，電容C1通過電阻R1充電，電容電壓從零開始上升，當電容電壓上升到約1.4V時，晶體管VT2開通，柵極電壓uge隨電容電壓的上升而下降，通過調節(jié)C1的數值，可控制電容的充電速度，進而控制uge的下降速度；當電容電壓上升到穩(wěn)壓二極管VZ2的擊穿電壓時，VZ2擊穿，uge被鉗位在一固定的數值上，慢降柵壓過程結束，同時驅動電路通過光耦輸出過流信號。如果在延時過程中，故障信號消失了，則a點電壓降低，VT1恢復截止，C1通過R2放電，d點電壓升高，VT2也恢復截止，uge上升，電路恢復正常工作狀態(tài)。 6IGBT開關過程中的過電壓 關斷IGBT時，它的集電極電流的下降率較高，尤其是在短路故障的情況下，如不采取軟關斷措施，它的臨界電流下降率將達到數kA/s。極高的電流下降率將會在主電路的分布電感上感應出較高的過電壓，導致IGBT關斷時將會使其電流電壓的運行軌跡超出它的安全工作區(qū)而損壞。所以從關斷的角度考慮，希望主電路的電感和電流下降率越小越好。但對于IGBT的開通來說，集電極電路的電感有利于抑制續(xù)流二極管的反向恢復電流和電容器充放電造成的峰值電流，能減小開通損耗，承受較高的開通電流上升率。一般情況下IGBT開關電路的集電極不需要串聯電感，其開通損耗可以通過改善柵極驅動條件來加以控制。 7IGBT的關斷緩沖吸收電路 為了使IGBT關斷過電壓能得到有效的抑制并減小關斷損耗，通常都需要給IGBT主電路設置關斷緩沖吸收電路。IGBT的關斷緩沖吸收電路分為充放電型和放電阻止型。 充放電型有RC吸收和RCD吸收2種。如圖6所示。 (a)RC型 (b)RCD型 圖 6充 放 電 型 IGBT緩 沖 吸 收 電 路 RC吸收電路因電容C的充電電流在電阻R上產生壓降，還會造成過沖電壓。RCD電路因用二極管旁路了電阻上的充電電流，從而克服了過沖電壓。 圖7是三種放電阻止型吸收電路。放電阻止型緩沖電路中吸收電容Cs的放電電壓為電源電壓，每次關斷前，Cs僅將上次關斷電壓的過沖部分能量回饋到電源，減小了吸收電路的功耗。因電容電壓在IGBT關斷時從電源電壓開始上升，它的過電壓吸收能力不如RCD型充放電型。 (a)LC型 (b)RLCD型 (c)RLCD型 圖7三 種 放 電 阻 止 型 吸 收 電 路 從吸收過電壓的能力來說，放電阻止型吸收效果稍差，但能量損耗較小。 對緩沖吸收電路的要求是： 1)盡量減小主電路的布線電感La； 2)吸收電容應采用低感吸收電容，它的引線應盡量短，最好直接接在IGBT的端子上； 3)吸收二極管應選用快開通和快軟恢復二極管，以免產生開通過電壓和反向恢復引起較大的振蕩過電壓。 8結語 本文對IGBT的驅動和保護技術進行了詳細的分析，得出了設計時應注意幾點事項： IGBT由于有集電極柵極寄生電容的密勒效應影響，能引起意外的電壓尖峰損害，所以設計時應讓柵極電路的阻抗足夠低以盡量消除其負面影響。 柵極串聯電阻和驅動電路內阻抗對IGBT的開通過程及驅動脈沖的波形都有很大影響。所以設計時應綜合考慮。 應采用慢降柵壓技術來控制故障電流的下降速率，從而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，達到短路保護的目的。 在工作電流較大的情況下，為了減小關斷過電壓，應盡量減小主電路的布線電感，吸收電容器應采用低感型。IGBT高壓大功率驅動和保護電路的應用研究日期：2006-11-13來源：電源技術應用 作者：潘江洪 蘇建徽 杜雪芳字體：大 中 小 摘 要：通過對功率器件IGBT的工作特性分析、驅動要求和保護方法等討論，介紹了的一種可驅動高壓大功率IGBT的集成驅動模塊HCPL-3I6J的應用關鍵詞：IGBT；驅動保護電路；電源0 引言 IGBT在以變頻器及各類電源為代表的電力電子裝置中得到了廣泛應用。IGBT集雙極型功率晶體管和功率MOSFET的優(yōu)點于一體，具有電壓控制、輸入阻抗大、驅動功率小、控制電路簡單、開關損耗小、通斷速度快和工作頻率高等優(yōu)點。 但是，IGBT和其它電力電子器件一樣，其應用還依賴于電路條件和開關環(huán)境。因此，IGBT的驅動和保護電路是電路設計的難點和重點，是整個裝置運行的關鍵環(huán)節(jié)。 為解決IGBT的可靠驅動問題，國外各IGBT生產廠家或從事IGBT應用的企業(yè)開發(fā)出了眾多的IGBT驅動集成電路或模塊，如國內常用的日本富士公司生產的EXB8系列，三菱電機公司生產的M579系列，美國IR公司生產的IR21系列等。但是，EXB8系列、M579系列和IR21系列沒有軟關斷和電源電壓欠壓保護功能，而惠普生產的HCLP一316J有過流保護、欠壓保護和1GBT軟關斷的功能，且價格相對便宜，因此，本文將對其進行研究，并給出1700V，200300A IGBT的驅動和保護電路。1 IGBT的工作特性 IGBT是一種電壓型控制器件，它所需要的驅動電流與驅動功率非常小，可直接與模擬或數字功能塊相接而不須加任何附加接口電路。IGBT的導通與關斷是由柵極電壓UGE來控制的，當UGE大于開啟電壓UGE(th)時IGBT導通，當柵極和發(fā)射極間施加反向或不加信號時，IGBT被關斷。 IGBT與普通晶體三極管一樣，可工作在線性放大區(qū)、飽和區(qū)和截止區(qū)，其主要作為開關器件應用。在驅動電路中主要研究IGBT的飽和導通和截止兩個狀態(tài)，使其開通上升沿和關斷下降沿都比較陡峭。2 IGBT驅動電路要求 在設計IGBT驅動時必須注意以下幾點。 1)柵極正向驅動電壓的大小將對電路性能產生重要影響，必須正確選擇。當正向驅動電壓增大時，IGBT的導通電阻下降，使開通損耗減??；但若正向驅動電壓過大則負載短路時其短路電流IC隨UGE增大而增大，可能使IGBT出現擎住效應，導致門控失效，從而造成IGBT的損壞；若正向驅動電壓過小會使IGBT退出飽和導通區(qū)而進入線性放大區(qū)域，使IGBT過熱損壞；使用中選12VUGE18V為好。柵極負偏置電壓可防止由于關斷時浪涌電流過大而使IGBT誤導通，一般負偏置電壓選一5V為宜。另外，IGBT開通后驅動電路應提供足夠的電壓和電流幅值，使IGBT在正常工作及過載情況下不致退出飽和導通區(qū)而損壞。 2)IGBT快速開通和關斷有利于提高工作頻率，減小開關損耗。但在大電感負載下IGBT的開關頻率不宜過大，因為高速開通和關斷時，會產生很高的尖峰電壓，極有可能造成IGBT或其他元器件被擊穿。 3)選擇合適的柵極串聯電阻RG和柵射電容CG對IGBT的驅動相當重要。RG較小，柵射極之間的充放電時間常數比較小，會使開通瞬間電流較大，從而損壞IGBT；RG較大，有利于抑制dvcedt，但會增加IGBT的開關時間和開關損耗。合適的CG有利于抑制dicdt，CG太大，開通時間延時，CG太小對抑制dicdt效果不明顯。 4)當IGBT關斷時，柵射電壓很容易受IGBT和電路寄生參數的干擾，使柵射電壓引起器件誤導通，為防止這種現象發(fā)生，可以在柵射間并接一個電阻。此外，在實際應用中為防止柵極驅動電路出現高壓尖峰，最好在柵射間并接兩只反向串聯的穩(wěn)壓二極管，其穩(wěn)壓值應與正負柵壓相同。3 HCPL-316J驅動電路3.1 HCPL-316J內部結構及工作原理 HCPL-316J的內部結構如圖1所示，其外部引腳如圖2所示。 從圖1可以看出，HCPL-316J可分為輸入IC(左邊)和輸出IC(右邊)二部分，輸入和輸出之間完全能滿足高壓大功率IGBT驅動的要求。 各引腳功能如下： 腳1(VIN+)正向信號輸入； 腳2(VIN-)反向信號輸入； 腳3(VCG1)接輸入電源； 腳4(GND)輸入端的地； 腳5(RESERT)芯片復位輸入端； 腳6(FAULT) 故障輸出，當發(fā)生故障(輸出正向電壓欠壓或IGBT短路)時，通過光耦輸出故障信號； 腳7(VLED1+)光耦測試引腳，懸掛； 腳8(VLED1-)接地； 腳9，腳10(VEE)給IGBT提供反向偏置電壓； 腳11(VOUT)輸出驅動信號以驅動IGBT； 腳12(VC)三級達林頓管集電極電源； 腳13(VCC2)驅動電壓源； 腳14(DESAT) IGBT短路電流檢測； 腳15(VLED2+)光耦測試引腳，懸掛； 腳16(VE)輸出基準地。 其工作原理如圖1所示。若VIN+正常輸入，腳14沒有過流信號，且VCC2-VE=12v即輸出正向驅動電壓正常，驅動信號輸出高電平，故障信號和欠壓信號輸出低電平。首先3路信號共同輸入到JP3，D點低電平，B點也為低電平，50DMOS處于關斷狀態(tài)。此時JP1的輸入的4個狀態(tài)從上至下依次為低、高、低、低，A點高電平，驅動三級達林頓管導通，IGBT也隨之開通。 若IGBT出現過流信號(腳14檢測到IGBT集電極上電壓=7V)，而輸入驅動信號繼續(xù)加在腳1，欠壓信號為低電平，B點輸出低電平，三級達林頓管被關斷，1DMOS導通，IGBT柵射集之間的電壓慢慢放掉，實現慢降柵壓。當VOUT=2V時，即VOUT輸出低電平，C點變?yōu)榈碗娖?，B點為高電平，50DMOS導通，IGBT柵射集迅速放電。故障線上信號通過光耦，再經過RS觸發(fā)器，Q輸出高電平，使輸入光耦被封鎖。同理可以分析只欠壓的情況和即欠壓又過流的情況。32驅動電路設計 驅動電路及參數如圖3所示。 HCPL-316J左邊的VIN+，FAULT和RESET分別與微機相連。R7，R8，R9，D5，D6和C12 起輸入保護作用，防止過高的輸入電壓損壞IGBT，但是保護電路會產生約1s延時，在開關頻率超過100kHz時不適合使用。Q3最主要起互鎖作用，當兩路PWM信號(同一橋臂)都為高電平時，Q3導通，把輸入電平拉低，使輸出端也為低電平。圖3中的互鎖信號Interlock，和Interlock2分別與另外一個316J Interlock2和Interlock1相連。R1和C2起到了對故障信號的放大和濾波，當有干擾信號后，能讓微機正確接受信息。 在輸出端，R5和C7關系到IGBT開通的快慢和開關損耗，增加C7可以明顯地減小dicdt。首先計算柵極電阻：其中ION為開通時注入IGBT的柵極電流。為使IGBT迅速開通，設計，IONMAX值為20A。輸出低電平VOL=2v?？傻?C3是一個非常重要的參數，最主要起充電延時作用。當系統(tǒng)啟動，芯片開始工作時，由于IGBT的集電極C端電壓還遠遠大于7V，若沒有C3，則會錯誤地發(fā)出短路故障信號，使輸出直接關斷。當芯片正常工作以后，假使集電極電壓瞬間升高，之后立刻恢復正常，若沒有C3，則也會發(fā)出錯誤的故障信號，使IGBT誤關斷。但是，C3的取值過大會使系統(tǒng)反應變慢，而且在飽和情況下，也可能使IGBT在延時時間內就被燒壞，起不到正確的保護作用， C3取值100pF，其延時時間 在集電極檢測電路用兩個二極管串連，能夠提高總體的反向耐壓，從而能夠提高驅動電壓等級，但二極管的反向恢復時間要很小，且每個反向耐壓等級要為1000V，一般選取BYV261E，反向恢復時間75 ns。R4和C5的作用是保留HCLP-316J出現過流信號后具有的軟關斷特性，其原理是C5通過內部MOSFET的放電來實現軟關斷。圖3中輸出電壓VOUT經過兩個快速三極管推挽輸出，使驅動電流最大能達到20A，能夠快速驅動1700v、200-300A的IGBT。33驅動電源設計 在驅動設計中，穩(wěn)定的電源是IGBT能否正常工作的保證。如圖4所示。電源采用正激變換，抗干擾能力較強，副邊不加濾波電感，輸入阻抗低，使在重負載情況下電源輸出電壓仍然比較穩(wěn)定。 當s開通時，+12v(為比較穩(wěn)定的電源，精度很高)電壓便加到變壓器原邊和S相連的繞組，通過能量耦合使副邊經過整流輸出。當S關斷時，通過原邊二極管和其相連的繞組把磁芯的能量回饋到電源，實現變壓器磁芯的復位。555定時器接成多諧振蕩器，通過對C1的充放電使腳2和腳6的電位在48v之間變換，使腳3輸出電壓方波信號，并用方波信號來控制S的開通和關斷。+12v經過R1，D2給C1充電，其充電時間t1R1C2ln2；放電時間t2=R2C1ln2，充電時輸出高電平，放電時輸出低電平。所以占空比=t1(t1+t2)。 變壓器按下述參數進行設計：原邊接+12v，頻率為60kHz，工作磁感應強度Bw為O15T，副邊+15v輸出2A，-5v輸出1 A，效率n=80，窗口填充系數Km為O5，磁芯填充系數Kc為1，線圈導線電流密度d為3 Amm2。則輸出功率PT=(15+O6)22+(5+O6)12=64W。變壓器磁芯參數 由于帶載后驅動電源輸出電壓會有所下降，所以，在實際應用中考慮提高頻率和占空比來穩(wěn)定輸出電壓。 4 結語 本文設計了一個可驅動l700v，200300A的IGBT的驅動電路。硬件上實現了對兩個IGBT(同一橋臂)的互鎖，并設計了可以直接給兩個IGBT供電的驅動電源。 IGBT 的驅動與保護技術 1 IGBT 的驅動條件驅動條件與 IGBT 的特性密切相關。設計柵極驅動電路時，應特別注意開通特性、負載短路能力和 dUds dt 引起的誤觸發(fā)等問題。 正偏置電壓 Uge 增加，通態(tài)電壓下降，開通能耗 Eon 也下降，分別如圖 2 62a 和 b 所示。由圖中還可看出，若十 Uge 固定不變時，導通電壓將隨漏極電流增大而增高，開通損耗將隨結溫升高